Tranzystory dla początkujących (zxpro).rar

Pytanie na zadanie dzisiejsze z elektroniki

Miłej lektury. Części 12 do 15. Przynajmniej nie musisz szukać, starczy porównać.

  • Tranzystory dla początkujących (zxpro).rar
    • Tranzystory, cz21.pdf
    • Tranzystory, cz2.pdf
    • Tranzystory, cz14.pdf
    • Tranzystory, cz17.pdf
    • Tranzystory, cz22.pdf
    • Tranzystory, cz3.pdf
    • Tranzystory, cz13.pdf
    • Tranzystory, cz16.pdf
    • Tranzystory, cz10.pdf
    • Tranzystory, cz12.pdf
    • Tranzystory, cz6.pdf
    • Tranzystory, cz20.pdf
    • Tranzystory, cz7.pdf
    • Tranzystory, cz9.pdf
    • Tranzystory, cz19.pdf
    • Tranzystory, cz18.pdf
    • Tranzystory, cz23.pdf
    • Tranzystory, cz8.pdf
    • Tranzystory, cz11.pdf
    • Tranzystory, cz4.pdf
    • Tranzystory, cz1.pdf
    • Tranzystory, cz15.pdf
    • Tranzystory, cz5.pdf


Pobierz plik - link do postu

Tranzystory dla początkujących (zxpro).rar > Tranzystory, cz21.pdf

Tranzystory polowe
TRANZYSTORY
dla

Część 21

POCZĄTKUJĄCYCH

Zgodnie z wcześniejszą zapowiedzią cykl o wzmacniaczach operacyjnych ukazuje się wymiennie z kolejnymi odcinkami na temat
tranzystorów. W najbliższych odcinkach zawarte są wszystkie informacje o tranzystorach polowych potrzebne współczesnemu
elektronikowi-hobbyście.
W podręcznikach można znaleźć opisy co
najmniej sześciu podstawowych rodzajów
tranzystorów polowych - zobacz rysunek 1.
Nie musisz wiedzieć szczegółowo, jak są
zbudowane. Takie informacje znajdziesz
w szkolnych podręcznikach. Ja chciałbym Ci
przedstawić jedynie zasady działania, naj-
ważniejsze parametry oraz podstawowe ukła-
dy pracy. Przekonasz się, że tranzystory polo-
we mają wiele zalet, a zasady ich stosowania
są bardzo proste. Jestem absolutnie pewny, iż
polubisz te pożyteczne i popularne elementy.
Rys. 1

1. złączowe z kanałem n (JFET N),
2. z izolowaną bramką, tzw. wzbogacane,
z kanałem n (MOSFET N),
3. z izolowaną bramką, tzw. wzbogacane,
z kanałem p (MOSFET P).
Na rysunku 2 znajdziesz symbole tych
trzech rodzajów tranzystorów. Tylko te tran-
zystory musisz bliżej poznać i tylko te bę-
dziesz stosował. Natomiast MOSFET-y z ka-
nałem zubożanym nie są dostępne na rynku.
Zauważ, że symbole MOSFET-ów różnią się
od tych z rysunku 1. Spotykane na rynku
MOSFET-y mają trzy wyprowadzenia, a nie
cztery.

To znaczy, że w normalnych warunkach
w obwodzie bramki nie płynie prąd. Tran-
zystor jest otwierany i zamykany pod wpły-
wem napięcia między bramką a źródłem
(oznaczanego UGS). Jeśli w obwodzie bram-
ki prąd nie płynie, oznacza to, że rezystan-
cja wejściowa wszelkich tranzystorów polo-
wych jest bardzo, bardzo duża, zdecydowa-
nie większa niż bipolarnych, nawet pracują-
cych w roli wtórników emiterowych.
I to jest jedna z głównych zalet wszelkich
"polówek".
Rys. 2

Tranzystory polowe
złączowe
NAZWY. W literaturze tranzystor polowy
określa się skrótem FET - Field Effect
Transistor, dosłownie "tranzystor z efektem
polowym". Tranzystor polowy złączowy to
JFET (J od junction - złącze). Drugi główny
"gatunek" to tranzystory polowe z izolowaną
bramką - MOSFET-y. MOS to skrót od Metal
Oxide Semiconductor (metal-tlenek-półprze-
wodnik) wskazujący, że metalowa bramka
izolowana jest (dwu)tlenkiem krzemu od pół-
przewodnikowego kanału wiodącego prąd.
A oto pierwsza dobra wiadomość: nie
wszystkie spośród sześciu wspomnianych ro-
dzajów są wykorzystywane w praktyce. Spo-
tkasz tylko trzy:

80

DZIAŁANIE. Fizyczne podstawy działania
tranzystorów polowych są inne niż bipolar-
nych, niemniej jednak działanie jest podob-
ne. Tranzystor polowy też ma trzy końcówki.
Elektrodę sterującą, odpowiednik bazy, nazy-
wamy bramką (ang. gate) i oznaczamy dużą
literą G. W "zwykłym" tranzystorze bipolar-
nym prąd bazy steruje prądem kolektora.
Czym większy prąd bazy, tym większy prąd
płynie w obwodzie kolektor-emiter. W tran-
zystorze polowym prąd sterowany płynie
w obwodzie dren - źródło (D - drain, odpo-
wiednik kolektora, S - source, odpowiednik
emitera). Co najważniejsze, wszystkie tran-
zystory polowe są sterowane napięciowo.

Praktycznie wszystkie spotykane dziś tranzy-
story polowe złączowe, w skrócie JFET (lub J-
FET) mają kanał typu n (istnieją też złączowe
"polówki" z kanałem p, jednak są używane bar-
dzo rzadko, możesz o nich zapomnieć). Znane
od lat są tranzystory o oznaczeniach BF245
(były produkowane w kraju), BF246, BF247.
Być może na zasadzie analogii z tranzy-
storem bipolarnym intuicja podpowiada Ci,
że przy zerowym napięciu bramka-źródło
(UGS) tranzystor polowy jest zatkany,
a otwiera się przy zwiększaniu tego napięcia.
Tym razem intuicja Cię zawiodła. JFET-y to
dziwaki. Zapamiętaj raz na zawsze, że TRAN-
ZYSTORY ZŁĄCZOWE PRZY ZEROWYM NAPIĘ-
CIU SĄ OTWARTE - PRZEWODZĄ (podobnie

Elektronika dla Wszystkich

Podstawy
MOSFET-y z kanałem zubożanym) Aby je
zatkać, trzeba między źródło a bramkę podać
napięcie ujemne. Ilustruje to rysunek 3.
Gdybyś natomiast na bramkę JFET-a podał
napięcie dodatnie względem źródła, to w ob-
wodzie bramka-źródło zacznie płynąć prąd.
Taki tryb pracy nie jest wykorzystywany
w praktyce, dlatego rysunek 3c jest przekre-
ślony. Tranzystor będzie się wtedy zachowy-
wał tak, jakby między źródłem a bramką była
włączona dioda. Wskazuje zresztą na to strzał-
ka w obwodzie bramki. Rzeczywiście, jak
wskazuje nazwa, tranzystory JFET posiadają
złącze (diodowe), które podczas normalnej
pracy jest spolaryzowane wstecznie - prąd
wtedy nie płynie, a oporność wejściowa jest
bardzo duża. Ilustruje to rysunek 4, gdzie
obrazowo przedstawiono tranzystor JFET ja-
ko złożenie diody i rezystora. Nie jest to wyo-
brażenie błędne - tranzystor polowy w pierw-
szym przybliżeniu rzeczywiście można sobie
wyobrazić jako rezystor sterowany napięciem.
Rys. 3

Natomiast w zakresie bardzo małych na-
pięć dren-źródło, rzędu ?20mV (czyli także
dla małych napięć zmiennych), nachylenie
zależy od napięcia UGS - pokazuje to w po-
większeniu rysunek 5b. A to nachylenie to
nic innego jak... rezystancja. To znaczy, że
dla małych sygnałów zmiennych obwód
dren-źródło jest opornikiem o rezystancji
zależnej od napięcia UGS. Rysunek 7 poka-
zuje tłumik sygnałów audio sterowany napię-
ciem stałym Ureg. Polowe tranzystory złą-
czowe bywają używane w obwodach, gdzie
trzeba napięciowo regulować poziom nie-
wielkich sygnałów zmiennych. Ponieważ za-
kres liniowej pracy "gołego" tranzystora jest
niewielki (?10...?20mV), w praktyce za-
miast prostego regulatora wg rysunku 7b sto-
suje się ulepszony układ ze sprzężeniem
zwrotnym, pokazany na rysunku 7c, który
umożliwia pracę z napięciami rzędu ?50mV,
a nawet więcej (jednak czym większe napię-
cie, tym większe zniekształcenia nieliniowe).
Ze względu na niedoskonałości tłumiki
z FET-ami są obecnie skutecznie wypierane

Rys. 6a

Rys. 4

Rys. 6b

Podstawowe parametry
W zasadzie nie musisz znać szczegółowych
charakterystyk tranzystorów polowych złą-
czowych. Będziesz je stosował bardzo
rzadko. W razie potrzeby wykorzystasz go-
towy schemat z literatury albo jeden z ukła-
dów podanych w dalszej części artykułu.
Proponuję jednak, żebyś przeanalizował
charakterystyki popularnego tranzystora po-
lowego BF245, pokazane na rysunkach 5 i 6.
Rysunek 5 pokazuje charakterystykę wyj-
ściową, a rysunek 6 charakterystyki przej-
ściowe. Zwróć uwagę, że przy napięciach
dren-źródło większych od 5V prąd drenu
praktycznie nie zależy od napięcia drenu -
charakterystyka na rysunku 5a przebiega po-
ziomo. Jeśli przy zmianach napięcia prąd się
zmienia bardzo mało, to znaczy, że obwód
drenu ma właściwości źródła prądowego -
ma bardzo dużą rezystancję dynamiczną,
podobnie jak obwód kolektorowy zwykłego
tranzystora.

Elektronika dla Wszystkich

Rys. 5a

Rys. 5b

przez bardziej złożone regulatory scalone,
w tym potencjometry elektroniczne.
Znacznie ważniejsze jest jednak, byś zro-
zumiał znaczenie charakterystyki z rysunku
6. W przypadku zwykłych, bipolarnych tran-
zystorów poszczególne egzemplarze różniły
się przede wszystkim wartością wzmocnienia
prądowego, natomiast napięcie baza-emiter,
potrzebne do otwarcia tranzystora we wszy-
stkich tranzystorach, jest praktycznie takie
samo. Zupełnie inaczej jest w przypadku
omawianych tranzystorów polowych. Tu na-
pięcie, przy którym tranzystor zaczyna się
otwierać, bardzo różni się dla poszczegól-
nych egzemplarzy - zwróć uwagę, że na ry-
sunku 6b zaznaczyłem kolorem czarnym ty-
powe charakterystyki przejściowe tranzysto-
rów BF245 z grup A, B, C oraz kolorem
czerwonym charakterystyki jakichś pięciu
konkretnych egzemplarzy tranzystorów
JFET. Poszczególne egzemplarze różnią się
zarówno napięciem UGS0, przy którym zaczy-
na płynąć prąd, prądem drenu IDSS (przy ze-
rowym napięciu UGS), jak też nachyleniem
charakterystyki.

81

Podstawy
Jednym z podstawowych parametrów
tranzystora polowego złączowego jest napię-
cie bramka-źródło, przy którym zaczyna
się on otwierać. To napięcie progu otwiera-
nia (napięcie odcięcia) oznaczane jest w ka-
talogach UGSO i dla spotykanych na rynku
tranzystorów JFET wynosi -10V...-0,5V. Na-
pięcie to można bardzo łatwo zmierzyć
w układzie z rysunku 8.
Rys. 7

Drugim istotnym parametrem tranzysto-
rów złączowych jest
prąd nasycenia drenu Rys. 8
przy zerowym napię-
ciu UGS, czyli przy ma-
ksymalnym otwarciu
tranzystora, oznaczany
IDSS. Jak widać z rysun-
ku 6, również tu rozrzut
między egzemplarzami
jest duży.
Prąd nasycenia danego egzemplarza moż-
na zmierzyć w układzie według rysunku 9a,
ale można także wg rysunku 9b. Różnica
w układach pomiarowych z rysunków 8
i 9b polega na tym, że woltomierz ma bardzo
dużą rezystancję wewnętrzną, np. 10MOhm,
a płynący przezeń prąd jest bardzo mały, na-
tomiast amperomierz ma mały, bliski zeru
opór wewnętrzny, wobec czego źródło tran-
zystora jest praktycznie zwarte do masy
(i nadal jest to układ z rysunku 3b). W prak-
tyce znaczy to, że w tym samym układzie po-
miarowym można zmierzyć oba kluczowe
parametry JFET-a przełączając multimetr.

dzę Ci jednak sprawdzać złączowych polówek
w ten sposób. Są to delikatne tranzystory i ła-
dunki statyczne mogą je uszkodzić właśnie
podczas takich prób. Złą sławą pod tym
względem cieszyły się popularne BF245 kra-
jowej produkcji. Przy nieostrożnym obcho-
dzeniu się z nimi nawet połowa potrafiła się
uszkodzić jeszcze przed wlutowaniem
w układ. Przy wszelkich kontaktach z małymi
polówkami zachowaj ostrożność: połóż na
blacie stołu metalową uziemioną blachę, co ja-

kiś czas dotykaj rury wodociągowej (uziemie-
nia), żeby rozładować swe ciało; nie zaszko-
dziłoby też uziemienie grota lutownicy.
Zwróć jeszcze uwagę na nachylenie charak-
terystyki przejściowej z rysunku 6. Wcześniej
dowiedziałeś się, że nachylenie charakterystyki
z rysunku 5 to jakiś rodzaj oporu - przecież na
jednej osi miałeś napięcie dren-źródło, na dru-
giej prąd drenu. Stosunek napięcia do prądu to
rezystancja - w tym wypadku jest to rezystan-
cja wyjściowa lub inaczej rezystancja wewnę-
trzna tranzystora. Na rysunku 6 na jednej osi
masz prąd drenu, na drugiej napięcie bramka-
źródło. Czy można tu mówić o jakimś wzmoc-
nieniu? W tranzystorze bipolarnym mamy zro-
zumiały parametr - wzmocnienie prądowe, czy-
li stosunek prądu kolektora do prądu bazy.
A tu? Stosunek prądu do napięcia...
Rys. 10

Rys. 9

Rysunek 10 pomoże Ci w przypadku, gdy-
byś koniecznie chciał sprawdzać takie tranzy-
story za pomocą omomierza. Jak widzisz,
miedzy drenem a źródłem oporność jest w obu
kierunkach mała, natomiast między bramką
a drenem lub źródłem masz zwyczajną diodę,
która przewodzi w jednym kierunku. Nie ra-

82

Zastanów się...
Zauważ, że nachylenie określa przyrost
prądu drenu pod wpływem przyrostu na-
pięcia sterującego UGS. To nachylenie jest
więc odpowiednikiem wzmocnienia prądowe-
go ze zwykłych tranzystorów. Jednak nie na-
zywamy tego ani wzmocnieniem, ani czuło-
ścią - jest to tak zwana (nie bój się!) TRANS-
KONDUKTANCJA. Transkonduktancja wy-
rażana jest w miliamperach na wolt (mA/V) lub

w amperach na wolt (A/V), czyli w milisimen-
sach (mS) lub simensach (S). A że siemens to
odwrotność oma (ohm), w literaturze często za-
miast mA/V, mS czy S spotkasz dowcipny
skrót mmho lub mho. Ogólnie biorąc, czym
większa wartość transkonduktancji i wyższe
napięcie odcięcia UGSO, tym lepszy tranzystor.
W katalogach znajdziesz wartości trans-
konduktancji tranzystorów. Słusznie się do-
myślasz, że występuje tu duży rozrzut pomię-
dzy egzemplarzami, nawet pochodzącymi
z tej samej serii produkcyjnej. Zresztą często
tranzystory JFET dzielone są na grupy, róż-
niące się wartościami napięcia odcięcia i prą-
du nasycenia drenu. Przykładem jest popu-
larny niegdyś BF245. Tranzystory są selek-
cjonowane pod względem prądu IDSS
BF245A: 2...6,5mA
BF245B: 6...15mA
BF245C: 12...25mA.
W katalogach znajdziesz też maksymalne
napięcie dren-źródło, maksymalną moc strat,
nie ma natomiast dopuszczalnego prądu dre-
nu. Jeśli jeszcze tego nie zauważyłeś, zauważ
teraz - w polówkach złączowych nie można
dowolnie zwiększyć prądu drenu. Jest on
ograniczony i przy zwarciu bramki ze
źródłem (UGS=0) przyjmuje maksymalną
wartość równą IDSS. Nie możesz go zwięk-
szyć, bo podając dodatnie napięcie na bram-
kę spowodowałbyś przepływ prądu bramki
i straciłbyś zalety tego tranzystora.
Jak wskazuje rysunek 6, w trakcie normal-
nej pracy napięcie bramka-źródło powinno
być ujemne lub co najwyżej równe zeru. Mo-
że to Ci się wydać dużym utrudnieniem, bo ni-
by skąd wziąć w prostym układzie, zasilanym
z baterii, ujemne napięcie. Stop, nie tak szyb-
ko, znów intuicja Cię zwiodła. A kto mówi, że
potrzebne jest ujemne napięcie zasilania?
Zamiast obniżać napięcie bramki, można
przecież podwyższyć napięcie źródła, jak po-
kazuje rysunek 11a. Nie trzeba też stosować
dodatkowego źródła - można sprytnie wyko-
rzystać spadek napięcia na rezystorze, jak po-
kazuje rysunek 11b. Wartość tego rezystora
(0...10kOhm) wyznacza prąd płynący przez
tranzystor. Taki sposób (auto)polaryzacji
znany jest od wielu lat, kiedyś powszechnie
stosowany był w układach lampowych. Przy
okazji wyszło na jaw, że tranzystory polowe
złączowe z kanałem n mają podobne właści-
wości jak lampy próżniowe (triody).
Tranzystory polowe także mogą pracować
w układach ze wspólnym źródłem, wspól-
nym drenem i wspólną bramką, analogicznie
jak zwykłe tranzystory pracują w układach ze
wspólnym emiterem, wspólnym kolektorem
i wspólną bazą - zobacz rysunek 12. Nie bę-
dziemy wgłębiać się w szczegóły, ponieważ
nigdy Ci się to nie przyda. W praktyce bywa-
ją wykorzystywane proste układy z rysunku
13: źródło prądowe oraz wtórniki mające bar-
dzo dużą rezystancję wejściową.

Elektronika dla Wszystkich

Podstawy
Rezystancja wejściowa układów jest rów-
na rezystancji R1. R1 może mieć wartość od
1kOhm...100MOhm.

Wtórnik
ze źródłem
prądowym

Rys. 11

Rys. 13

Rys. 12

dwóch identycznych tranzystorów. Takie ele-
menty, zawierające w jednej obudowie dwa bli-
źniacze tranzystory FET są dostępne. Prawie
każdy oscyloskop ma na wejściu taki wtórnik.
I jeszcze jedna ważna uwaga - ze względu
na swą specyficzną budowę, w tranzystorach
złączowych można bezkarnie zamieniać
miejscami końcówki drenu i źródła - właści-
wości układu będą takie same.
Tyle o tranzystorach polowych złączowych.
Piotr Górecki

Szczególnie dobre właściwości (szerokie
pasmo, jednakowe napięcie stałe na wejściu

Elektronika dla Wszystkich

i wyjściu, stabilność cieplna) ma wtórnik z ry-
sunku 13d pod warunkiem zastosowania

83


Tranzystory dla początkujących (zxpro).rar > Tranzystory, cz2.pdf

Pierwsze kroki

część

2

Tranzystory
dla początkujących
Przed miesiącem przygotowaliśmy so-
lidny grunt pod zrozumienie działania
tranzystora. Dziś poznasz kilka ważnych
zagadnień i wreszcie wykrzykniesz:
,,Tranzystor? Ależ to takie proste!". Za-
nim to nastąpi, musisz koniecznie zrozu-
mieć pojęcie źródła prądowego.

Źródło prądowe
W dotychczasowych rozważaniach
chciałem ci utrwalić wyobrażenie, że na-
pięcie możemy rozumieć jako wynik prze-
pływu prądu przez opór, a nie tylko prąd
jako wynik działania napięcia.
Nieprzypadkowo we wstępie do po-
przedniego artykułu zasygnalizowałem ci
pojęcie źródła prądowego. Już samo sło-
wo ,,źródło" coś sugeruje. Źródło to czyn-
nik pierwotny, sprawczy, dający jakieś
skutki...
Czy już chwyciłeś o co chodzi?
Do tej pory znałeś tylko źródło napię-
ciowe.
Najpierw rozszerz więc swoje hory-
zonty analizując podobieństwa i różnice
źródła napięciowego i źródła prądowego.
Na początek małe i łatwe pytanko:
czy w sklepie można kupić źródło napię-
ciowe?
Gdy zapytasz o coś takiego, to sprze-
dawca popatrzy na ciebie dziwnym wzro-
kiem i zapyta, czy chodzi ci o jakieś bate-
rie. Rzeczywiście. Bateria, akumulator,

czy zasilacz, to różne odmiany źródeł na-
pięciowych tyle, że nie są to źródła dos-
konałe.
W każdym razie określenie źródło na-
pięciowe wskazuje na coś, co samo
w sobie jest źródłem napięcia.
Rzeczywiście, każda bateria, akumula-
tor czy zasilacz ma jakieś napięcie nomi-
nalne. A prąd? Prąd nas mniej obchodzi -
o wartości prądu zadecyduje przecież
wielkość dołączanego potem obciążenia.
Źródło napięciowe już znasz, ale teraz
masz przyswoić sobie pojęcie źródła prą-
dowego.
Na rysunku 4 znajdziesz często uży-
wany symbol źródła prądowego. W lite-
raturze spotyka się różne symbole źródła
prądowego. My będziemy się posługi-
wać tym z rysunku 4. Bardzo często na
schematach strzałką oznacza się kieru-

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 2/98

Rys. 4. Symbol graficzny
źródła prądowego

nek przepływu prądu (cały czas rozma-
wiamy o obwodach prądu stałego, a nie
zmiennego).
Teraz może zbuntujesz się i powiesz,
że w żadnym sklepie nie można kupić
elementu zwanego źródłem prądowym.
Można kupić baterie, rezystory, konden-
satory, tranzystory, układy scalone, ale
nie źródło prądowe. A jak nie ma w skle-
pach, to po co to całe gadanie?
Rzeczywiście, źródło prądowe jest
tworem cokolwiek egzotycznym, ale nie
masz racji. Bądź cierpliwy.
Mój kochany, jeśli naprawdę chcesz
rozumieć elektronikę, to od początku mu-
sisz się przyzwyczaić do tego, że w elek-
tronice często stosujemy pewne uprosz-
czenia i wyobrażamy sobie pewne dosko-
nałe modele. Właśnie takim modelem
jest doskonałe źródło napięciowe. W tym
przypadku chyba nie masz zastrzeżeń
i problemów ze zrozumieniem. Na rysun-
ku 5 znajdziesz dwie wersje tego samego
schematu: doskonałe źródło napięciowe
współpracuje z rezystorem.
Dlaczego na rysunkach 5a i 5b od-
miennie zaznaczono źródło napięcia?
Symbol źródła z rysunku 5a stosujemy
do teoretycznych rozważań - tak oznacz-
my doskonałe źródło napięciowe, model
nie występujący nigdzie w rzeczywistoś-
ci. Natomiast symbol źródła napięcia z ry-
sunku 5b powszechnie stosujemy do

23

Pierwsze kroki

Rys. 5. Obwody ze źródłem
napięciowym
oznaczania rzeczywistych źródeł napię-
cia, takich jak bateria, akumulator czy na-
wet zasilacz.
Być może jeszcze nie chwytasz jaka
jest różnica między doskonałym i niedo-
skonałym źródłem napięcia.
To proste!
Doskonałe źródło napięciowe to taki
hipotetyczny element, który jest źródłem
napięcia o określonej wartości. Napięcie
to jest ustalone i ani trochę nie zależy od
prądu, jaki pobierany jest ze źródła. War-
tość prądu płynącego przez rezystor jest
określona wzorem

I=

U
R

Uważaj teraz: takie doskonałe źródło
napięcia teoretycznie może dostarczać
prądu o natężeniu od zera do wartości
nieskończenie wielkiej, a napięcie za-
wsze pozostawać takie same.
Jeszcze raz powtarzam: oczywiście
nikt nigdy nie widział doskonałego źródła
napięciowego, a mimo to pojęcie takie
często stosujemy w rozważaniach i obli-
czeniach teoretycznych.
A czym różni się niedoskonałe, czyli
rzeczywiste źródło napięcia?
Wiesz z doświadczenia, że z baterii nie
można pobierać nieskończenie dużego
prądu. Już dołączenie żarówki do małej
baterii powoduje zmniejszenie napięcia
na jej zaciskach. Jak to zjawisko uwzględ-
nić przy teoretycznych obliczeniach? Czy
próbować jakoś zapisać, że napięcie wy-
jściowe baterii (niedoskonałego źródła)
jest zależne od pobieranego prądu?
Można coś takiego wymyślić, ale dużo
prostsze i łatwiejsze do intuicyjnego poję-
cia jest wyobrażenie sobie, że niedoskona-
łe źródło napięcia w rzeczywistości składa
się z doskonałego źródła napięciowego
i szeregowej rezystancji wewnętrznej Rw.
Pokazano to na rysunku 6. Napięcie
w elektronice oznacza się zwykle literą U,
jednak w przypadku doskonałego źródła
napięcia stosuje się literkę E. Zapewne już
słyszałeś o czymś takim jak siła elektromo-
toryczna, w skrócie SEM. Owa siła elek-
tromotoryczna to napięcie doskonałego
źródła napięciowego. Natomiast napięcie
rzeczywistej baterii jest równe sile elektro-
motorycznej tylko przy zerowym poborze

24

prądu. Przy zwiększaniu prądu zwiększa
się spadek napięcia na rezystancji Rw
i tym samym użyteczne napięcie baterii
zmniejsza się. Nie masz chyba wątpliwoś-
ci, że rezystancja wewnętrzna Rw malut-
kiej 12-woltowej bateryjki jest dużo, dużo
większa, niż 12-woltowego akumulatora
samochodowego.
Zauważ jeszcze, że wartość Rw wy-
znacza pewien maksymalny prąd, który
można pobrać z niedoskonałego źródła.
Ten maksymalny prąd płynący przy zwar-
ciu zacisków źródła (czyli przy zerowym
napięciu użytecznym) ma wartość Imax
= E / Rw. Większego prądu z rzeczywis-
tego źródła napięcia pobrać się po prostu
nie da! Zapamiętaj ten wniosek, bo bę-
dzie ci jeszcze potrzebny.
W praktyce, ze względów ekonomicz-
nych, prąd pobierany z rzeczywistego
źródła powinien być mniejszy niż połowa
tego prądu maksymalnego Imax..
Teraz przechodzimy do źródła prądo -
wego.
Jeśli już teraz potrafisz wyobrazić so-
bie element elektroniczny, który sam
w sobie byłby źródłem prądu o stałym na-
tężeniu, to właśnie masz przed sobą (ide-
alne czyli doskonałe) źródło prądowe.
Oczywiście podobnie jak doskonałe
źródło napięciowe, tak i doskonałe źródło
prądowe jest modelem... nieistniejącego
urządzenia. Choć nie ma doskonałych
źródeł prądowych, niektóre elementy
oraz układy elektroniczne w pewnych
warunkach zachowują się jak niedosko-
nałe źródła prądowe. Dlaczego niedosko-
nałe? To już oddzielny problem, którym
zajmiemy się troszkę później.
Na rysunku 7 znajdziesz schemat ob-
wodu zawierającego źródło prądowe
współpracujące z rezystorem.
Co możesz powiedzieć o napięciu
źródła prądowego?
Najpierw pomyśl samodzielnie...
Wróć do modelu hydraulicznego - nie
masz chyba wątpliwości, że hydraulicz-
nym odpowiednikiem źródła prądowego
byłaby to pompka o stałej wydajności.
Uważaj teraz, bo z nadmiaru emocji
możesz spaść z krzesła:
podobnie jak w przypadku idealnego
źródła napięciowego (gdzie prąd zależny
był od dołączonego z zewnątrz obciążenia

i mógł wynosić od zera do nieskończo-
ności), analogicznie w idealnym źródle
prądowym, napięcie zależy jedynie od do-
łączonego obciążenia i może wynosić od
zera do nieskończoności!
Jak to, napięcie może być dowolnie
duże???
Tak, wyobraź sobie, że teoretycznie
tak. Dokładnie tak samo, jak prąd pobie-
rany z idealnego źródła napięcia może
mieć nieskończenie wielką wartość.
A niby skąd się weźmie to napięcie?
W przypadku hydraulicznej analogii,
źródło prądowe to taka pompka, która
ma stałą wydajność, czyli choćby nie
wiem co, musi przepompować określo-
ną ilość wody. Jeśli napotyka na opór, to
ciśnienie wzrasta dotąd, aż przepisana
ilość wody przeciśnie się przez ten opór
(jakąś szczelinę).
Możesz sobie podobnie wyobrażać,
że idealne źródło prądowe ze swej natu-
ry musi zapewnić przepływ prądu i gdy
napotka na opór, wtedy napięcie się
zwiększa.
Nie ma tu nic tajemniczego - po prostu
znów kłania się prawo Ohma. Wszystko to
dzieje się zgodnie ze znanym wzorem
U = I×R

Rys. 7. Źródło prądowe obciążone
r
rezystorem
Gdy do źródła prądowego dołączony
zostanie mały opór (rezystancja), to prze-
pływ prądu wytworzy na tej rezystancji
niewielkie napięcie, zgodnie z powy-
ższym wzorem. Jeśli rezystancja będzie
duża, to i napięcie będzie duże.
Czym większy opór jest dołączony do
źródła prądowego, tym większe jest
napięcie wytwarzane przez źródło na
tym oporze, zgodnie ze wzorem:
U = I×R

Rys. 6. Niedoskonałe żródło
napięciowe

Koniecznie utrwal sobie takie rozumie-
nie sprawy. Jeszcze raz kłania się wyob-
rażenie przyczyny i skutku.
Teraz już chyba doskonale intuicyjnie
wyczuwasz, że napięcie, zależnie od sy-
tuacji możemy rozumieć nie tylko jako
przyczynę, ale także jako skutek prze-
pływu prądu przez rezystancję. Wybie-

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 2/98

Pierwsze kroki
ramy taki punkt widzenia, jaki akurat
bardziej pasuje do aktualnych rozważań.
Jeśli zrozumiałeś sprawę źródła prądowe-
go, to właśnie w tej chwili otworzyłeś sobie
drogę do zrozumienia zasady działania ukła-
dów zawierających tranzystory (i nie tylko).
W zasadzie już teraz mógłbym przejść
do omawiania tranzystora, ale przypusz-
czam, że abstrakcyjny model źródła prą-
dowego mógłby okazać się dla ciebie tro-
chę zbyt trudny. Przecież realne układy
zasilane są określonym napięciem i słusz-
nie intuicja ci podpowiada, że napięcie
nie może tam rosnąć w nieskończoność.
Słusznie!
Ale jeśli czytałeś ,,Listy od Piotra"
sprzed roku, to dowiedziałeś się, że
w obwodach zawierających cewki (induk-
cyjność), napięcia mogą być wyższe niż
napięcie zasilania. Czy coś podobnego
może zdarzać się w tranzystorach?
Nie! Napięcia w obwodach z tranzys-
torami (nie zawierającymi cewek) nie
mogą być większe, niż napięcie zasilania.
Żeby więc nie wpuścić cię w ślepy za-
ułek, podam ci jeszcze jedną ilustrację.

Gaźnik
Przypomnimy sobie teraz zasadę dzia-
łania gaźnika samochodowego. Zaskoczy-
łem cię? Tak, gaźnika samochodowego!
Bardzo uproszczony schemat gaźnika
znajdziesz na rysunku 8. Zasadę działa-
nia zapewne znasz, więc odpowiedz na
pytania:
Czy poziom benzyny wewnątrz gaźnika
zależy od ciśnienia benzyny na wejściu?
Oczywiście, że nie! Czy ciśnienie jest
bardzo małe, czy bardzo duże, pływak
i współpracująca iglica dbają o to, by
w gaźniku zawsze utrzymywał się jedna-
kowy poziom benzyny.

Rys. 8. Zasada działania gażnika
samochodowego

Mamy oto stały poziom benzyny. Teraz
odpowiedz na pytanie, od czego zależy
ilość paliwa wypływającego przez otwór
wylotowy?
Może trochę uproszczę sprawę, jeśli
powiem, że ilość wypływającej benzyny
zależy od wielkości tego otworu wyloto-
wego. W samochodzie rzecz wygląda
inaczej, bo w grę wchodzi podciśnienie
w kolektorze ssącym i wiele innych czyn-
ników, ale my nie studiujemy budowy sa-
mochodu, tylko szukamy hydraulicznej
analogii tranzystora.
Dlatego zastanów się, czy przekonuje
cię wniosek, że ilość wypływającej ben-
zyny będzie zależeć od wielkości tego ot-
woru wylotowego, a zupełnie nie będzie
zależeć od ciśnienia benzyny na wejściu
gaźnika (przed iglicą)? Zgadzasz się?
W porządku!
Teraz nasz gaźnik zamykamy do czar-
nej skrzynki i... zapominamy, co się w tej
skrzynce znajduje. Nie będziemy się też
bawić z benzyną, bo jest łatwopalna i łat-
wo o nieszczęście. Jeśliby się ta benzyna
zapaliła, to spłonąłby ten egzemplarz
EdW i nigdy nie zrozumiałbyś do końca
działania tranzystora. Dlatego zamiast
benzyny, do dalszych doświadczeń bę-
dziemy używać wody.
Wracajmy do naszej czarnej skrzynki.
Już zdążyliśmy zapomnieć, co jest w jej
wnętrzu.
Dołączamy naszą czarną skrzynkę do
instalacji wodociągowej i... nie możemy
wyjść z podziwu, co to za historia: bez
względu na ciśnienie w instalacji, z wylo-
towej rury woda wypływa zawsze w jed-
nakowym tempie.
Próbujemy zmieniać ciśnienie na we-
jściu... i nic! Tempo przepływu wody
przez czarną skrzynkę jest zawsze takie
same, niezależnie od ciśnienia!
Otrzymaliśmy źródło o stałej
wydajności.
Teraz wracamy do obwodu
elektrycznego. Czy istnieje jakiś
elektryczny odpowiednik naszej
czarnej skrzynki, w którym nie-
zależnie od przyłożonego napię-
cia, płynąłby prąd o takim sa-
mym natężeniu?
Może jakiś stabilizator? Istot-
nie, jest to po prostu stabilizator
prądu.
Stabilizator prądu po przyło-
żeniu napięcia przepuszcza
prąd o ściśle określonym natę-
żeniu. Chyba nie masz trud-
ności z wyobrażeniem sobie
takiego elementu. Przyjmij do
wiadomości, że na przykład
produkowane są specjalne ele-
menty (układy scalone), które
mają takie właściwości, np.
LM334.

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 2/98

Zauważ, że taki stabilizator w zasa-
dzie jest... źródłem prądowym! Przecież
prąd przez niego płynący jest ustalony
i niezależny od napięcia. Oczywiście taki
stabilizator sam w sobie nie jest źród-
łem prądu, bo nie jest magazynem ener-
gii. Ponadto napięcie na nim nie może
rosnąć w nieskończoność, a tylko do
wartości równej napięciu zasilającemu.
Niemniej jednak w pewnych warunkach,
dla obserwatora zewnętrznego, zacho-
wanie stabilizatora prądu wcale nie różni
się od zachowania ,,prawdziwego" źród-
ła prądowego.
Teraz zapamiętaj ważną informację:
w praktyce źródłem prądowym nazywa -
my nie tylko ,,prawdziwe" źródło prądo -
we, będące magazynem energii, ale
również element lub układ, którego prąd
nie zmienia się pod wpływem przyłożo -
nego napięcia .
Powiem więcej - w większości wy-
padków mówiąc ,,źródło prądowe" bę-
dziemy myśleć właśnie o stabilizatorze
prądu, czyli po prostu elemencie lub ukła-
dzie elektronicznym o stałej wydajności
prądowej, niezależnej od napięcia zasila-
jącego.
Jak się słusznie domyślasz, od takiego
stabilizatora prądu już tylko krok do tran-
zystora.

Tranzystor jako sterowane
źródło prądowe
Właściwie ten tytuł już mówi wszys-
tko. Krótko mówiąc, tranzystor trzeba
traktować jako sterowane źródło prądo-
we.
Zanim zaczniemy to analizować, zna-
jdźmy jednak dla naszego tranzystora ja-
kąś hydrauliczną analogię.
Przed chwilą opowiadałem ci trochę
o gaźniku. Idźmy tym tropem.
Na rysunku 9a masz coś podobnego,
jak na rysunku 8, tyle że dodałem możli-
wość regulacji przekroju otworu wyloto-
wego. Przesuwając zasuwkę mogę teraz
regulować szybkość wypływu wody
przez ten otwór, a tym samym napływu
wody przez kanał wejściowy.
Mamy więc urządzenie podobne do
omówionego wcześniej źródła prądowe-
go: wydajność, czyli przepływ wody zale-
ży tylko od ustawienia zasuwki, jest nato-
miast niezależna od ciśnienia w kanale
wejściowym.
Elektrycznym odpowiednikiem takie-
go urządzenia jest sterowane źródło prą-
dowe, które na schematach ma oznacze-
nie pokazane na rysunku 9b.
Poznałeś oto sterowane źródło prą-
dowe. Świetnie! Ale to jeszcze nie
wszystko.
Co w tranzystorze jest czynnikiem
sterującym wartością prądu źródła prą-
dowego?

25

Pierwsze kroki
A odchylenie klapki ozna-
cza otwarcie zasuwki
i przepływ wody przez
,,gaźnik". Przez ,,gaźnik"
zaczyna płynąć woda. Ilość
tej wody zależy od stopnia
otwarcia klapki, czyli od
ilości wody przepływającej
przez dodatkowy kanał.
Wszystko jest tak dobrane,
że już niewielki przepływ
wody przez ten kanał po-
woduje znaczne otwarcie
klapki i przepływ znacznie
większego strumienia wo-
dy przez gaźnik.
I oto mamy hydrauliczny
model tranzystora w pełnej
krasie!
Dokładnie tak samo jest
z
przepływem
prądu
Rys. 9a. Gaźnik z regulacją
Rys. 10. Hydrauliczny model tranzystora
w tranzystorze pokazanym
na rysunku 11. Niewielki
prąd płynący od bazy do emitera uchyla
jakąś tam ,,klapkę" i umożliwia przepływ
znacznie większego prądu od kolektora
do emitera.
Ten pierwszy, mały prąd, nazywany
prądem bazy i oznaczamy IB, natomiast
ten drugi, duży prąd, nazywamy prądem
kolektora i oznaczamy IC. Oczywiście oba
te prądy spływają się w obwodzie emite-
ra, więc możemy zapisać:
Rys. 11. Model tranzystora jako źródła
IE = IC + I B
prądowego sterowanego prądem
Rys. 9b. Sterowane żródło prądowe
Prąd bazy możemy nazwać prądem
Stosunek prądu kolektora do prądu
Popatrz na rysunek 10. Uzupełniamy sterującym, a prąd kolektora - prądem
takie sterowane źródło o niewielki kanał sterowanym. Jeśli zmienia się prąd ba- bazy nazywamy wzmocnieniem tran-
z klapką, która jest połączona z zasuwką. zy, to proporcjonalnie zmienia się prąd zystora i często oznaczamy grecką literą
beta (? ).
Niewielka i słaba sprężynka powoduje, że kolektora.
Jeśli czytałeś listy od Piotra sprzed
w stanie spoczynku klapka zamyka prze-
IC
?=
krój kanału, a zasuwka całkowicie zamyka roku, to nie zdziwi cię, że klapka ze sprę-
IB
wylot ,,gaźnika". Tym samym przez nasz żynką, przepuszczająca prąd w jednym
,,gaźnik" nie może płynąć żaden prąd, bo kierunku, jest odpowiednikiem diody.
W katalogach spotyka się inne ozna-
pływak i iglica skutecznie zamykają kanał Stąd na rysunku 11 pojawił się symbol czenie wzmocnienia prądowego - w po-
diody.
wejściowy.
staci h21E. Odpowiedź na pytanie, skąd
Oczywiście prąd sterujący I B jest się wzięło to ,,ha dwadzieścia jeden e"
Ale oto wpuszczamy wodę do dodat-
kowego kanału z klapką. Już niewielkie znacznie mniejszy niż prąd sterowany i dlaczego spotyka się zarówno h21E, jak
ciśnienie wody wystarczy, by przezwy- IC, inaczej cała ta zabawa nie miałaby i h21e wykracza jednak poza ramy tego ar-
ciężyć siłę sprężynki i odchylić klapkę. sensu.
tykułu.
Na razie wystarczy żebyś wiedział, iż
obecnie produkowane typowe tranzysto-
ry małej mocy mają współczynnik
Wiem, że ten artykuł będą czytać także bardziej zaawansowani czytelnicy. Dla nich
wzmocnienia prądowego powyżej 100,
wszystkie podane informacje są oczywiste. Co innego jednak rozumieć temat, a co in-
a często można spotkać tranzystory
nego przekazać wiadomości innym.
o wzmocnieniu 500 i więcej.
Dla wszystkich, których wiedza daleko przekracza ramy podane w artykule, a nie zanu-
dzili się na śmierć i dotarli aż do tego miejsca, proponuję drobny konkurs:
I co? Przejaśniło ci się wreszcie pod
sufitem? Przez najbliższy miesiąc ciesz
Narysujcie hydrauliczny model tranzystora MOSFET
się, że wreszcie zrozumiałeś z grubsza
oraz tranzystora JFET.
działanie tranzystora, a w następnym od-
W przypadku tranzystora MOSFET trzeba jakoś przedstawić szkodliwą pojemność
cinku znajdziesz wiele kolejnych ważnych
wejściową CGS, a w przypadku JFETa - złącze kanał-bramka.
wiadomości o tranzystorach.

K
O
N
K
U
R
S

26

Autorzy najlepszych propozycji otrzymają nagrody książkowe.
Termin nadsyłania prac upływa w momencie pojawienia się następnego, marcowego
wydania EdW.

Piotr Górecki

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 2/98


Tranzystory dla początkujących (zxpro).rar > Tranzystory, cz14.pdf

Pierwsze kroki

Pierwsze kroki

W tym odcinku zapoznasz się
ze wzmacniaczem tranzystorowym
w układzie wspólnego emitera. Podej-
dziemy do tematu inaczej niż szkolne
podręczniki i okaże się, że występujące
tu zależności wcale nie są trudne. Po-
znasz podstawowe informacje, które po-
zwolą Ci samodzielnie zaprojektować ta-
ki wzmacniacz. Nie znaczy to jednak, że
w swych konstrukcjach powinieneś go
często stosować. O ile układ ze wspól-
nym kolektorem (wtórnik emiterowy)
jest stosowany bardzo często, o tyle
wzmacniacz przebiegów zmiennych ze
wspólnym emiterem rzadko bywa stoso-
wany we współczesnych konstrukcjach.
Zamiast niego wykorzystujemy wzmac-
niacze operacyjne. Nie można jednak być
prawdziwym elektronikiem, nie znając
podstawowych układów pracy tranzysto-
ra. Dlatego też dokładnie zapoznaj się
z przedstawionym materiałem.
Z dotychczasowych opowieści o tran-
zystorze wiesz, że jest to twór kapryśny.
Masz podstawy sądzić, że równie kapry-
śny jest wzmacniacz z tranzystorem w
układzie wspólnego emitera, pokazany na
rysunku 1, znany z podręczników. Masz
świętą rację! Za chwilę sam się przeko-
nasz, że taki "podręcznikowy" układ
z rysunku 1 rzeczywiście jest kapryśny (i
nigdy go nie stosujemy w praktyce).
Nie bój się jednak, mam dla Ciebie
przyjemną niespodziankę. Zapoznawanie
z układem wzmacniacza o wspólnym
emiterze (oznaczenie OE lub WE) roz-
poczniemy od... przedstawionego w
dwóch poprzednich odcinkach wzmac-
niacza ze wspólnym kolektorem, który już
zdążyłeś polubić.
Na początek wyjaśnienie: w praktyce
układ ze wspólnym emiterem będziesz
stosował tylko do wzmacniania przebie-
gów zmiennych, więc nie będziemy zaj-
mować się żadnymi stałoprądowymi we-
rsjami wzmacniacza OE. Oczywiście tran-
zystor jest odpowiednio spolaryzowany i

Rys. 1

Tranzystory
dla początkujących
część

14

Układ ze wspólnym emiterem
przebiegi zmienne występują na tle spo-
czynkowych napięć i prądów stałych.
Na rysunku 2 do klasycznego wtórnika
emiterowego (OC) dodałem w obwodzie
kolektora rezystor RC o rezystancji zdecy-
dowanie (dziesięciokrotnie) mniejszej niż
rezystancja RE.
Czy obecność niewielkiego rezystora
RC coś zmieni? Nie! To nadal jest układ
OC, bo sygnał wyjściowy odbieramy z
emitera.
Powinieneś widzieć tu następującą ko-
lejność: Właściwości wejścia określone
są dokładnie tak, jak w układzie OC. Prąd
IE płynący przez RE jest określony przez
(stałe) napięcie bazy i rezystancję RE. W
układzie OE zupełnie nie zajmowaliśmy
się obwodem kolektora. Teraz potrzebna
jest tylko jedna informacja: jaki jest ten
prąd kolektora?
Oczywiście! Możemy przyjąć, że jest
on równy prądowi emitera, IC = IE.
Na razie pomińmy fakt, że prąd emite-
ra jest odrobinkę większy od prądu kolek-
tora (o prąd bazy) - przyjmujemy, że prąd
emitera i prąd kolektora są równe (IC=IE),
co przy wzmocnieniu prądowym powyżej
100 jest bardzo bliskie prawdy. To jest
proste, prawda?
A więc przez RC płynie prąd IC=IE. Na
rezystorze RC wystąpi więc jakiś spadek
napięcia. Dotyczy to zarówno prądu stałe-
go (spoczynkowego), jak i przebiegów
zmiennych.
Wartość rezystora RC możemy zwięk-
szać, byleby spadek napięcia na nim nie
był zbyt duży i by tranzystor się nie nasy-
cił.
Zwiększmy więc wartość RC by była
równa RE, ale aby tranzystor się nie nasy-
cił, obniżymy napięcie baterii B1, żeby
stałe napięcie na emiterze wynosiło, na
przykład 1/4 napięcia baterii B2. Sytuację
pokazuje rysunek 3a.

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 4/99

A jak będą wyglądać przebiegi zmien-
ne? Podobnie jak w układzie OC, napięcie
zmienne na emiterze będzie takie samo,
jak na bazie (porównaj rysunek 4b w EdW
2/99 str. 34). A ponieważ rezystory RE i RC
są równe - uważaj - spadki napięć na tych
rezystorach też będą jednakowe! Przykła-
dowe przebiegi w układzie z rysunku 3a
znajdziesz na rysunku 3b. Zauważ, że URC
= URE, bo IC=IE oraz RC=RE. Czy wszystko
się zgadza? Przebiegi zmienne na emite-
rze i kolektorze mają taką samą wielkość,
tyle że są "odwrócone" - fachowo mó-
wiąc mają przeciwną fazę. Zauważ, że te-
raz mamy dwa wyjścia: możemy pobrać
sygnał z kolektora, a nie tylko z emitera. I
tym oto prostym sposobem dochodzimy
do wzmacniacza OE, który na razie ma
wzmocnienie 1. Jak zwiększyć wzmoc-
nienie? Czy już się domyślasz?
Mamy dwie drogi.
1. Zmniejszamy rezystancję RE, a
zwiększamy RC. Żeby nie nasycić tranzy-
stora musimy też zmniejszyć napięcie
stałe na bazie, zmniejszając napięcie ba-
terii UB1 (na razie nie zastanawiaj się nad
tym, jakie powinno być napięcie baterii

Rys. 2

35

Pierwsze kroki

Rys. 3

B1 - to nie jest istotne). Stosowny układ
i przebiegi znajdziesz na rysunku 4. To
jest już najprawdziwszy wzmacniacz OE
Zauważ, że napięcie zmienne na emite-
rze nadal jest równe zmiennemu napięciu
wejściowemu. I nadal przez RC płynie ten
sam prąd, co przez RE (IC=IE). Ponieważ
RC jest teraz trzykrotnie większe od RE,
spadek napięcia na URC jest trzykrotnie
większy niż na URE. Popatrz uważnie na
rysunek 4. Czyli... nasz układ ma wzmoc-
nienie równe 3. To nie przypadek - war -
tość wzmocnienia określona jest przez
stosunek RC do RE. Przeanalizuj to!
Ponieważ w sytuacji z rysunku 4 przez
przypadek wyszło, że UC = URC, możesz
mieć pewne wątpliwości. Jak to jest z ty-
mi napięciami? Czy może zmiana napię-
cia zasilania zmieni wzmocnienie?

Rys. 4

Na rysunku 5a pokazana jest sytuacja,
gdy w układzie z rysunku 4 podwyższy-
my napięcie zasilające do 15V. Zauważ,
że spadek napięcia na RC (URC) nadal wy-
nosi 6V. Prąd kolektora nie zmienił się, bo
cały czas jest równy prądowi emitera, a
ten jest wyznaczony przez napięcie na
bazie.
Rysunek 5b pokazuje sytuację, gdy
obniżymy napięcie zasilające do 10V.
Spoczynkowy spadek napięcia na rezy-
stancji kolektorowej (URC) nadal wynosi
6V, a na emiterowej (URE) 2V. Napięcia
emitera i kolektora, mierzone w stosunku
do masy, różnią się tylko o 2V. Okazuje
się, że jest tu mało "miejsca" na składo-
wą zmienną. W rezultacie tranzystor
okresowo wchodzi w stan nasycenia (na-

36

pięcie między
kolektorem
a
emiterem jest
bliskie zeru) - na
rysunku są to
płaskie, sąsiadu-
jące części obu
p r z e b i e g ó w.
Oczywiście,
gdyby wzmac-
niane przebiegi
były mniejsze,
oba przebiegi
"zmieściłyby
się" i nie byłyby zniekształcone. W każ-
dym razie sytuacja z rysunku 5b sygnali-
zuje istotny warunek poprawnej pracy
wzmacniaczy OE - trzeba zapewnić dużo
"miejsca" dla wzmacnianego przebiegu.
Już chyba widzisz, że najlepiej byłoby
ustawić spoczynkowe napięcie kolektora
w połowie między napięciem zasilania, a
maksymalnym napięciem na emiterze.
Słusznie!
2. Teraz drugi sposób zwiększenia
wzmocnienia. Żeby Ci nie mącić w gło-
wie szczegółami, a pokazać główną ideę,
wykorzystam układ z rysunku 3, który
miał wzmocnienie równe 1. Aby zwięk-
szyć wzmocnienie, do rezystora RE z te-
go układu dodaję kondensator CE o dużej
pojemności i rezystor RE1, o wartości
10kOhm. Nowy układ i przebiegi pokazane
są na rysunku 6.
Zwróć uwagę -
napięcia stałe są
takie same jak na
rysunku 3. Także
tym razem napię-
cie zmienne na
emiterze jest rów-
ne napięciu wej-
ściowemu. Zau-
waż, że teraz dla
przebiegów
zmiennych opor-
ność w emiterze
jest wypadkową
rezystancją równoległego połączenia RE i
RE1 (i wynosi 5kOhm).
Czy jesteś przekonany, że ten układ
rzeczywiście wzmacnia przebiegi zmien-
ne dwukrotnie?
Najpro-
ściej rzecz
b i o r ą c ,
podobnie jak
w układzie z
rysunku 4,
także i tu
wzmocnie -
nie wyzna -
czone jest
stosunkiem
rezystancji
Rys. 5
kolektorowej

RC (10kOhm) do rezystancji w obwodzie
)
emitera, która dla przebiegów zmiennych
wynosi właśnie 5kOhm. Czy to Cię przeko-
nuje?
Jeśli nie, to wgłębimy się w problem.
Nadal kluczową sprawą jest to, że prąd
emitera jest równy prądowi kolektora.
Tylko teraz mamy dwie oddzielne spra-
wy: prądy i napięcia przebiegów stałych,
oraz dla przebiegów zmiennych.
Stały prąd emitera jest nadal wyzna-
czony przez RE (i napięcie stałe na bazie),
a stałe napięcia spoczynkowe na RE i RC
są równe - zobacz rysunki 3b i 6b.
Napięcie zmienne na emiterze cały
czas jest równe napięciu wejściowemu (z
generatora), a kondensator CE dla prze-
biegów zmiennych stanowi zwarcie,
więc napięcie zmienne na RE1 też jest
równe napięciu na emiterze, czyli napię-
ciu wejściowemu. Jeśli więc na RE1 wy-
stępuje takie napięcie zmienne, przez re-
zystor ten musi także płynąć prąd zmien-
ny.
Tu trochę uproszczę problem, żeby Ci
nie mącić w głowie - ten prąd, a ściślej ta
składowa zmienna skądś się musi wziąć -
płynie z baterii B2 przez rezystor RC, tran-
zystor, kondensator CE, rezystor RE1 i da-
lej z powrotem do baterii. (Tylko dla zaa-
wansowanych: Ściślej biorąc, kondensa-
tor CE ładuje się w tym obwodzie, a roz-
ładowuje w obwodzie RE, R1, ale to
szczegół, w tej chwili nieistotny.) Na ry-
sunku 7 możesz zobaczyć główną ideę -
różnymi kolorami pokazałem Ci te dwie
składowe prądu: jedna, płynąca przez RE
jest taka sama, jak w układzie z rysunku
3, druga związana jest z obwodem CE,
RE1. Sumują się one na rezystancji RC.
Właśnie dlatego napięcie na RC jest więk-
sze niż napięcie na emiterze.
Mam nadzieję, że zrozumiałeś tę ideę.
To na razie wystarczy. Nie chcę Cię wpro-
wadzać w szczegóły i rozważać wszyst-
kie możliwe przypadki i ewentualne ogra-
niczenia. Musimy natomiast zająć się ko-
lejną ważną sprawą.
Co z rezystancją wejściową?

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 4/99

Pierwsze kroki

Rys. 6

Rezystancja wejściowa
Wiesz, jak na dwa różne sposoby
zwiększać wzmocnienie. Okazuje się
jednak, że zwiększając wzmocnienie,
zmniejszasz rezystancje wejściową tran-
zystora (na razie pomijamy wpływ RB i
rozważamy oporność samego tranzysto-
ra).
Wracamy do układu OC z rysunku 2.
Jak w każdym układzie OC rezystancja
wejściowa dla przebiegów zmiennych sa-
mego tranzystora jest ?-krotnie (ściślej
?+1-krotnie) większa niż rezystancja RE.
Dokładnie tak samo jest w układzie z ry-
sunku 3.
W układzie z rysunku 4 zwiększyliśmy
wzmocnienie, zmniejszając rezystancję
RE do 3,3kOhm. Uważaj! Nadal, podobnie
jak w układzie OC, rezystancja wejściowa
jest
?-krotnie
większa od RE.
Ale ponieważ re-
zystancja RE jest
trzykrotnie mniej-
sza, rezystancja
wejściowa też jest
trzykrotnie mniej-
sza.
To nie przypa-
dek, bo wzmoc-
nienie wynosi wła-
śnie 3.
Podobnie jest
Rys. 7
w układzie z ry-
sunku 5. Dwukrotne wzmocnienie uzy-
skaliśmy zmniejszając rezystancję emite-
rową dla przebiegów zmiennych, i rezy-
stancja wejściowa jest ?-krotnie większa
od tej wypadkowej rezystancji emitero-
wej
(? * 5kOhm).
I co, proste?
Występuje tu oczywista zależność:
zmniejszając rezystancję emiterową
zmniejszamy rezystancję wejściową tran-
zystora. Cóż, trudno. Coś za coś, nic za
darmo: większe wzmocnienie to mniej-
sza rezystancja wejściowa dla przebie-
gów zmiennych. Najważniejsze jednak,
że układ wzmacnia!
No i co? Wszystko poszło gładko, bez
żadnych problemów! A Ty tak bałeś się

wzmacniacza OE.
Tymczasem jest to
aż tak beznadziej-
nie proste! Może
jednak masz jakieś
pytania?
Pytasz dlaczego
w układzie z rysun-
ku 3 nie zreduko-
wać RE do zera,
uzyskując układ
jak na rysunku 8a
lub
prościej
-"podręcznikowy" układ z rysunku 8b?
Nigdy tego nie rób! Nie bądź zbyt chy-
try! Spróbuj odpowiedzieć na dwa pytania:
1. Czy przez zredukowanie oporności
emiterowej dla przebiegów zmiennych
do zera uzyskasz wzmocnienie nieskoń-
czenie wielkie?
2. Jaka będzie wtedy rezystancja wej-
ściowa układu dla przebiegów zmien-
nych?
Słusznie uważasz, że wzmocnienie nie
może być nieskończenie wielkie, a jeśli
chodzi o rezystancję wejściową... nie bój
się - nie będzie równa zeru. Kiedyś już to
obliczaliśmy (w EdW 11/98 str. 67) i w
tamtym przykładzie wyszło nam około
100 omów. A czy pamiętasz, że tamte
rozważania wskazywały, iż rezystancja
wejściowa nie jest stała, tylko zmienia
się w zależności od prądu bazy i kolekto-
ra? Doszliśmy do wniosku, iż sygnał wyj-
ściowy w najprostszym układzie wzmac-
niacza tranzystorowego będzie bardzo
zniekształcony? Zobacz rysunki w
EdW4/98 na str. 76, 79. Zwróć uwagę, że
tamte rozważania tak naprawdę dotyczy-
ły właśnie wzmacniacza OE i dotyczą
również naszych układów z rysunku 8.
Mało tego! Przecież wtedy na stały
prąd bazy i prąd kolektora będą mieć
znaczny wpływ nawet maleńkie zmiany
stałego napięcia na bazie! Porównaj rysu -
nek 6 w EdW 11/98. Zmiana stałego na-
pięcia polaryzującego bazę o około 60mV
spowodowałaby dziesięciokrotną zmianę
wartości stałego prądu kolektora. Czyli
tranzystor albo by się nasycił (napięcie
kolektora bliskie masy, prąd ograniczony
wartością RC), albo spadek napięcia na re-
zystorze kolektorowym byłby bardzo ma-
ły (napięcie kolektora bliskie dodatniemu

Rys. 8

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 4/99

napięciu zasilania). W obu przypadkach
układ nie mógłby prawidłowo wzmacniać
przebiegów zmiennych, które przecież
muszą występować "na tle" napięcia
stałego (najlepiej około połowy napięcia
zasilającego). Czyżbyś też zapomniał o
wpływie temperatury na napięcie UBE
(-2,2mV/°C)?, w układzie z rysunku 8a.
Wzrost temperatury struktury tranzy-
stora tylko o 8°C (przy niezmiennym na-
pięciu bazy) zmieni prąd kolektora dwu-
krotnie, tym samym doprowadzi do nasy-
cenia i uniemożliwi pracę wzmacniacza.
Co prawda obecność rezystancji RB
(RB1 i RB2) znacznie poprawia sytuację,
jednak mimo wszystko stabilność cieplna
i napięciowa układów z rysunku 8 jest
bardzo słaba. Nie musisz rozumieć wszy-
stkich szczegółów, zapamiętaj tylko po-
dany właśnie wniosek.
Czy już zauważyłeś, że istnieje bardzo
prosty sposób na zmniejszenie wpływu
zmian temperatury i napięcia zasilające-
go? Oczywiście chodzi o obecność rezy-
stora emiterowego RE. Jeśli spoczynko-
we napięcie stałe na RE będzie wynosić
choćby tylko 0,3V, wpływ zmian napięcia
bazy i temperatury zostanie zredukowany
do około 20% podanych przed chwilą
wartości. Gdy napięcie stałe na RE wynie-
sie 1,2V ten wpływ zmniejszy się dwu-
dziestokrotnie. Nie musisz zapamiętywać
tych szczegółów - musisz tylko wiedzieć,
że czym większe napięcie stałe na RE,
tym spoczynkowy prąd kolektora mniej
zależy od temperatury i wahań napięcia
polaryzującego bazę. Inaczej mówiąc,
zwiększanie wartości RE czyni układ bar-
dziej stabilnym, niezależnym od wielu
czynników, w tym temperatury.
Oczywiście jak zwykle nie można
przesadzić. Nadmierne zwiększanie rezy-
stancji RE zwiększa napięcie URE i ograni-
cza zakres zmian napięcia kolektora - po-
równaj rysunki 3b, 4b, 5b i 6b.
Jeśli to rozumiesz, właśnie skutecznie
ominąłeś nudne podręcznikowe rozważa-
nia na temat sprzężenia zwrotnego w
tranzystorowym układzie OE. Nie twier-
dzę, że takie rozważania są niepotrzebne
- może kiedyś wrócisz do nich. Twierdzę
tylko stanowczo, że próba tłumaczenia
początkującym właściwości tranzystora
za pomocą zawiłych rozważań i wzorów
dotyczących różnych rodzajów sprzęże-
nia zwrotnego, przynosi więcej szkody
niż pożytku i niepotrzebnie ich stresuje.
Ty uzbrojony w świeżo zdobytą wiedzę,
być może zaproponujesz, żeby pozostać
przy stabilnym układzie z rysunku 6, a w
celu zwiększenia wzmocnienia zreduko-
wać RE1 do zera, uzyskując układ pokaza-
ny na rysunku 9a. Świetnie! Zrobiłeś spo-
ry postęp! Czasami rzeczywiście stosuje-
my taki układ. Niekiedy stosujemy rów-
nież układ z rysunku 9b. Dzięki dołączeniu

37

Pierwsze kroki
rezystora R1 do kolektora, a nie do dodat-
niego bieguna zasilania, znacznie popra-
wia się stabilność stałoprądowego punk-
tu pracy. Jeśli z jakichkolwiek powodów
(np. zmiany temperatury) prąd stały ko-
lektora wzrośnie, to napięcie kolektora
obniży się, i tym samym obniży się napię-
cie na bazie. Spowoduje to zmniejszenie
prądu kolektora. W praktyce wahania sta-
łego napięcia kolektora pod wpływem
zmian temperatury nie będą większe niż
1V - wynik zupełnie wystarczający do
wielu zastosowań. Obliczanie wartości
elementów nie jest trudne. Zwykle chce-
my, żeby stałe napięcie na kolektorze by-
ło równe połowie napięcia zasilającego

Rys. 9

(URC=0,5Uzas). Zakładamy jakiś prąd ko-
lektora (zwykle od 1mA do kilku mA) i
obliczamy wartość RC = 0,5Uzas / Ic
Prąd dzielnika RB1, RB2 powinien wy-
nosić około 0,1Ic, by był znacznie więk-
szy od prądu bazy. Napięcie na rezystorze
RB1 będzie wynosić około 0,6V.
Stąd RB1 = 0,6V / 0,1Ic = 6V / Ic
Ponieważ suma napięć na RB2 i RB3 ma
wynosić 0,5Uzas - 0,6V, a prąd dzielnika
wynosi 0,1Ic (pomijamy prąd bazy), więc
(RB2+RB3) = (0,5Uzas - 0,6V) / 0,1Ic
Zamiast przeprowadzać obliczenia,
można przyjąć R2=R3=5Rc, a wartość
RB1 dobrać eksperymentalnie, by napięcie
na kolektorze wynosiło 0,5Uzas.
Do zastosowań audio pojemność kon-
densatora (elektrolitycznego CB) może
wynosić 100uF.
Zauważ, że duży kondensator CB dla
sygnałów zmiennych stanowi zwarcie.
Tym samym nie przepuszcza zmiennych
sygnałów (sprzężenia zwrotnego) z kolek-
tora na bazę. Dzięki temu dla przebiegów
zmiennych układ ma duże wzmocnienie,
ale małą rezystancję wejściową i duże
zniekształcenia. Natomiast spoczynkowy
(stałoprądowy) punkt pracy jest stabilizo-
wany dzięki (silnemu ujemnemu) sprzęże-
niu zwrotnemu z kolektora na bazę.
Oczywiście w układach z rysunku 9
można dodać niewielki rezystor emitero-
wy, by kosztem zmniejszenia wzmocnie-
nia zwiększyć rezystancję wejściową i po-
prawić liniowość.
I wychodzi na to, że w praktyce najczę-
ściej będziemy stosować układ pokazany
na rysunku 10. W następnym odcinku

38

wrócimy do tego tematu. Ale wcześniej
kolejna ogromnie ważna sprawa.

Oporność wyjściowa
wzmacniacza OE
Z dotychczasowych rozważań wynika
niedwuznacznie prosta zależność: zwięk-
szając wzmocnienie, zmniejszamy rezy-
stancję wejściową. A zmniejszanie rezy-
stancji wejściowej jest istotną wadą.
Czy jest to nieuniknione?
Może zaproponujesz po prostu, by
zwiększyć wszystkie rezystancje, na
przykład dziesięciokrotnie. Jeśli wszyst-
kie rezystancje wzrosną w takim samym
stopniu, napięcia w ukła-
dzie nie powinny się
zmienić - zmniejszą się
tylko prądy (ale to chyba
dobrze, bo układ będzie
zużywał mniej energii).
Rzeczywiście, zwięk-
szenie rezystancji (w tym
rezystancji w emiterze)
korzystnie zwiększy rezy-
stancję wejściową.
Zwiększajmy więc...
Czy już widzisz problem? Nie?
To przeanalizuj podany przykład.
Na rysunku 11a pokazano fragment
wzmacniacza tranzystorowego. Załóżmy,
że bez zewnętrznego obciążenia, na wyj-
ściu występuje napięcie sinusoidalne
1kHz o wartości
skutecznej 2V. Co
się stanie, jeśli do
wyjścia dołączy-
my rezystor ob-
ciążenia o rezy-
stancji 220Ohm, jak
pokazano na ry -
sunku 11b? Od-
powiedz na pyta-
nia:
1. Czy zmieni
Rys. 10
się
wartość
zmiennego napięcia wyjściowego?
2. Czy zmieni się napięcie stałe na ko-
lektorze tranzystora?
3. Czy pojawią się zniekształcenia sy-
gnału sinusoidalnego?
4. Czy zmieni się częstotliwość sygna-
łu?
Spróbuj odpowiedzieć sam!
Słusznie! Dodanie zewnętrznego ob-
ciążenia zmniejsza wypadkową rezystan-
cję dołączoną do źródła prądowego, jakim
jest obwód kolektora. Zgodnie z prawem
Ohma
U=I*R
Czym mniejsza dołączona rezystancja,
tym mniejsze napięcie wyjściowe. Prąd ko-
lektora się nie zmienił, natomiast rezystan-
cja obciążenia zmniejszyła się z 2kOhm do oko-

Rys. 11

ło 200Ohm. A więc spadek napięcia na rezy-
storze RC zmniejszył się dziesięciokrotnie,
czyli napięcie zmienne na kolektorze
zmniejszyło się dziesięciokrotnie. Nato-
miast napięcie stałe na kolektorze, mie-
rzone względem masy, zwiększyło się.
Nie pojawiły się zniekształcenia, ani nie
zmieniła się częstotliwość.
Tak na marginesie - te 200Ohm to wypad-
kowa rezystancja równoległego połącze-
nia rezystancji 2kOhm i 220Ohm. Ściśle biorąc,
wynik obliczeń to198,2Ohm - ale w elektro-
nice, inaczej niż w szkolnej matematyce,
nie musimy wykonywać idealnie precy-
zyjnych obliczeń, choćby dlatego, że rze-
czywiste elementy mają znaczny rozrzut
parametrów, przykładowo tolerancja ty-
powych rezystorów wynosi 5...10%, a
precyzyjne rezystory o tolerancji lepszej
niż 1% są dla amatorów praktycznie nie
do zdobycia. Dlatego zaokrąglenie warto-
ści rezystancji obliczonej w tym przykła-
dzie o mniej niż pół procenta nie ma naj-
mniejszego znaczenia.
A teraz wyobraź sobie, że dziesięcio-
krotnie zwiększyłeś wszystkie rezystan-
cje w układzie. Wszystkie prądy zmniej-
szą się dziesięciokrotnie. Bez zewnętrz-
nego obciążenia napięcie wyjściowe (na
rezystorze RC o wartości 20kOhm) nadal jest
równe 2Vsk. Ale jeśli teraz do wyjścia do-
łączysz rezystancję obciążenia równą
220Ohm, to...
No właśnie - ponieważ rezystancja ob-
ciążenia zmniejszy się z 20kOhm do 217Ohm, a
prąd kolektora jest teraz dziesięciokrotnie
mniejszy, napięcie wyjściowe drastycz-
nie spadnie około 92 razy z 2Vsk do
21,7mV!
Czy teraz już wiesz, dlaczego zwięk-
szanie wszystkich rezystancji w układzie
(w tym rezystancji w kolektorze i emite-
rze) nie rozwiązuje problemu. Chcieliśmy
tym zwiększyć rezystancję wejściową i
zwiększyliśmy. Niestety, okazało się, że
po dołączeniu obciążenia napięcie wyj-
ściowe niedopuszczalnie się zmniejszyło.
Okazuje się, że nasz wzmacniacz w ukła-
dzie OE ma dużą rezystancję wyjściową.
Co prawda my zwykle traktujemy ob-
wód kolektora jako źródło prądowe pracu-
jące na obciążenie RC (sytuację dla prze-
biegów zmiennych pokazuje rysunek 12a),

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 4/99

Pierwsze kroki

Rys. 12

ale śmiało możemy narysować schemat
zastępczy wzmacniacza OE w bardziej
zrozumiałej postaci, ze źródłem napięcio-
wym i szeregową rezystancją wyjściową
jak na rysunku 12b. Nasz wzmacniacz za-
chowuje się tak, jakby na wyjściu umie-
szczono jakąś szeregową rezystancję -
właśnie jego rezystancję wyjściową.
Oczywiście po dołączeniu zewnętrznego
obciążenia napięcie wyjściowe zmniejszy
się. Czym większa będzie wewnętrzna
rezystancja wyjściowa RWY w stosunku
do rezystancji obciążenia RL, tym napię-
cie wyjściowe będzie mniejsze.
A jaka jest wartość rezystancji wyj-
ściowej w układzie OE? Nie będziemy się
rozdrabniać, jeśli chcesz, sprawdź sam -
rezystancja wyjściowa układu OE jest
równa rezystancji opornika RC umie-
szczonego w kolektorze.
To zupełnie inaczej niż w układzie
wspólnego kolektora, gdzie (przy niezbyt
dużych sygnałach) dołączenie rezystancji
obciążenia RL przez kondensator prak-
tycznie nie zmieniało zmiennego napięcia
wyjściowego. Czyli rezystancja wyjścio-
wa była bardzo mała. Skąd taka różnica?
Tam była inna sytuacja - napięcie (sta-
łe i zmienne) na emiterze było wymuszo-
ne przez napięcie na bazie. Tu masz prak-
tyczny przykład właściwości źródła prądo-
wego. Napięcie na wyjściu jest wynikiem
przepływu prądu przez obciążenie kolek-
torowe. Czyli wszystko zależy od oporno-
ści w obwodzie kolektora. Zauważ, że de-
cydujący wpływ na wzmocnienie napię-
ciowe ma wypadkowa oporność (impe-
dancja) obciążenia. Do tego wątku wróci-
my w następnym odcinku.
Tymczasem przeanalizujmy kolejny
przykład. Wzmacniacz jest ten sam co na
rysunku 11, napięcia stałe i zmienne bez
obciążenia też takie same. Tylko teraz ze-
wnętrzny rezystor obciążenia (220Ohm) jest
dołączony nie wprost, tylko przez kon-
densator o bardzo dużej pojemności. Wy-
gląda to jak na rysunku 13a lub 13b. Czy
sposób dołączenia obciążenia coś zmie-
nia? Oczywiście nie! Dla przebiegów
zmiennych zupełnie nie ma różnicy, czy
obciążenie podłączone jest do plusa zasi-
lania czy do masy - przecież dla sygna-
łów zmiennych szyna zasilania to to sa-
mo co obwód masy.
Jeśli tak, to odpowiedz na pytania:
1. Czy zmieni się wartość zmiennego
napięcia wyjściowego?

2. Czy zmieni się napięcie stałe na ko-
lektorze tranzystora?
Odrobinę trudniejsze, prawda? Kon-
densator separujący dla przebiegów
zmiennych stanowi zwarcie, dla stałych
stanowi przerwę. Już wiesz:
1. Napięcie stałe na kolektorze tranzy-
stora nie zmieniło się, bo wskutek obe-
cności kondensatora rezystancja dla prą-
du stałego widziana od strony kolektora
nadal jest równa 2kOhm.
2. Wartość napięcia zmiennego po-
winna się zmniejszyć do 0,2Vsk, bo dla
prądów zmiennych rezystancja obciąże-
nia widziana od strony kolektora zmniej-
szyła się tak samo jak w poprzednim
przykładzie z 2kOhm do 200Ohm.
Ma to bardzo ważne konsekwencje
praktyczne.
Przypuśćmy, że zaprojektowałeś
oszczędny wzmacniacz z rysunku 14a
(przypuśćmy, że rezystancje R1 i R3 mają
mieć po 430kOhm), który jak łatwo obliczyć,
ma wzmocnienie równe 20 razy. To trochę
za mało do Twoich
celów, więc do je-
go wyjścia dołą-
czasz drugi taki
sam
stopień
wzmocnienia.
Układ wygląda jak
na rysunku 14b.
Czy wypadkowe
wzmocnienie wy-
niesie 20 x 20 =
400 razy?
Rys. 14
Po stokroć nie!
Zrozum to i zapamiętaj raz na zawsze.
Niedoświadczeni elektronicy bardzo czę-
sto zapominają o wpływie oporności wej-
ściowej i wyjściowej we wzmacniaczu
OE. Zacznijmy od końca. Wzmocnienie
wzmacniacza z tranzystorem T2 będzie
równe 20 (RC2/RE2) tylko wtedy, gdy
wzmacniacz nie będzie obciążony, a prak-
tycznie wtedy, gdy zewnętrzne obciąże-
nie RL będzie zdecydowanie większe niż
RC2. Po obciążeniu wzmocnienie będzie
wyznaczone stosunkiem wypadkowej re-
zystancji kolektorowej i RE2, czyli wynie-
sie (RC2 || RL) / RE2. Możesz obliczyć, że
drugi stopień będzie miał wzmocnienie
równe 4.
Ale to nie koniec. Oblicz, jaka jest
oporność wejściowa RWE2 wzmacniacza z

tranzystorem T2. Nie musisz liczyć dokła-
dnie, wystarczą wartości przybliżone.
Przy założeniu, że ?=100 i RE2=1kOhm
rezystancja samego tranzystora wynosi
około 100kOhm, a po uwzględnieniu rezy-
stancji polaryzujących R3 i R4 wypadko-
wa rezystancja wejściowa wynosi około
20kOhm.
Tym samym - uważaj - obciążeniem
tranzystora T1 będzie nie tylko rezystor
RC1, ale rezystancja równoległego połą-
czenia RC1 (20kOhm) i obliczonej właśnie re-
zystancji wejściowej następnego stopnia
(około 20kOhm). Obciążenie w kolektorze
będzie więc mieć około 10kOhm, czyli
uwzględniając wartość RE1 wzmocnienie
pierwszego stopnia będzie równe nie 20,
tylko 10.
Przy podanych wartościach okazało
się, że wzmocnienie pierwszego stopnia
wyniesie 10 razy, wzmocnienie drugiego
4 razy, czyli wypadkowe wzmocnienie za-
miast spodziewanego 400 razy wyniesie
jedynie 40 razy.

W zasadzie to jeszcze nie wszystko. Ca-
ły układ ma rezystancję wejściową około
20kOhm, co może być istotnym obciążeniem
dla źródła sygnału i wtedy wypadkowe
wzmocnienie będzie jeszcze mniejsze.
Przeanalizuj dokładnie podany przy-
kład. Czy teraz już dokładnie rozumiesz,
że nie wolno zapominać o rezystancji
wyjściowej i wejściowej wzmacniacza
OE?
Umęczyłem Cię zależnościami wystę-
pującymi we wzmacniaczu ze wspólnym
emiterem. Co z tego koniecznie musisz
zapamiętać?
Najważniejsze są następujące wnioski:
1. Zwiększanie wzmocnienia następu-
je kosztem zmniejszania rezystancji wej-
ściowej
2. Rezystancja wyjściowa jest równa
rezystancji RC umieszczonej w obwodzie
kolektora.
W następnym odcinku zaprojektujemy
też wspólnie dwa wzmacniacze OE. A po-
nieważ wzmacniacz OE nadal kryje pew-
ne tajemnice, podam Ci kilka dalszych
ciekawych informacji.
Piotr Górecki

Rys. 13

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 4/99

39


Tranzystory dla początkujących (zxpro).rar > Tranzystory, cz17.pdf

Pierwsze kroki

Tranzystory
dla początkujących

część

17

Wzmacniacz OB i inne cegiełki
W poprzednich odcinkach wgłębialiśmy się w zawiłości wzmacniaczy tranzystorowych ze wspólnym kolektorem
i wspólnym emiterem. Wiesz bardzo dużo na ten temat i niewątpliwie ta wiedza przyda się w praktyce.
W najbliższych odcinkach przestawione zostaną nie tylko wzmacniacze ze wspólną bazą,
ale też kilka innych ważnych i potrzebnych układów.

Wzmacniacz
ze wspólną bazą - OB
Prosty przykład wzmacniacza OB znaj-
dziesz na rysunku 1. Choć układ wygląda
trochę dziwnie, bo sygnał wejściowy po-
dawany jest na emiter, tym razem analiza
pójdzie szybko. Zaczniemy ją jednak od
rysunku 2.

U1 wyznacza napięcie na RE, a tym sa-
mym prąd płynący przez RE [IE=(U1-
0,6)/RE]. Zakładając duże wzmocnienie
prądowe tranzystora możemy przyjąć, iż
prąd kolektora jest równy prądowi emite-
ra (pomijamy niewielki prąd bazy). Napię-
cie na kolektorze to napięcie zasilania U2,
pomniejszone o spadek napięcia na RC
(równy IC*RC, w przybliżeniu IE*RC).
Zauważ, że o wszystkim decyduje
prąd emitera (i równy mu prąd kolektora).

Gdy zmienimy napięcie w punkcie
A o 0,5V w stronę napięć ujemnych, na-
pięcie na RE zwiększy się. Wzrośnie też
prąd IE, a tym samym IC i napięcie wyj-
ściowe. Sytuację w układzie pokazuje ry-
sunek 2b.
Gdy z kolei zmienimy napięcie w punk-
cie A o 0,5V w stronę napięć dodatnich,
napięcie na RE zmniejszy się, i odpowie-
dnio zmaleje prąd emitera (i kolektora).
Sytuację pokazuje rysunek 2c.

Rys. 1

Niech na początku sytuacja wygląda
jak na rysunku 2a. Najpierw dla upro-
szczenia załóżmy, że napięcie UBE w cza-
sie pracy zawsze wynosi 0,6V. Napięcie

Rys. 2

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 7/99

37

Pierwsze kroki
Zmiany napięcia na kolektorze są dzie-
sięć razy większe niż w punkcie A - sto-
pień ma wzmocnienie równe 10. To
znów nie jest przypadek - wartość
wzmocnienia napięciowego wyznaczona
jest przez stosunek rezystorów RC/RE.
Natomiast wzmocnienie prądowe jest
praktycznie równe 1 - prąd wyjściowy
(kolektora) jest równy prądowi wejścio-
wemu (emitera).
Zwróć uwagę, że źródło U1 musi do-
starczyć cały prąd emitera. Musi to więc
być źródło o znacznej wydajności prądo-
wej. Inaczej mówiąc, wzmacniacz ze
wspólną bazą ma bardzo małą oporność
wejściową - jaką? W układzie z rysunku 2
jest to rezystancja RE. Możesz to spraw-
dzić, obliczając rezystancję dynamiczną,
czyli stosunek zmian napięcia do zmian
prądu (Rwe = ?Uwe/?Iwe= ?U1/?IE).
Nietrudno się domyślić, że oporność
wyjściowa jest równa oporności kolekto-
rowej RC, podobnie jak w układzie OE.
Jasne?
Jeśli tak, to chyba nie będziesz miał
kłopotów z określeniem rezystancji wej-
ściowej oraz wzmocnienia układu z ry-
sunku 3a.

Rys. 3

Trzeba tu pamiętać o omówionej we
wcześniejszych odcinkach wewnętrznej
rezystancji emiterowej re, którą na rysun-
ku 2 pominęliśmy, zakładając stałe napię-
cie UBE równe 0,6V. Rysunek 3b uzasa-
dnia, że wzmocnienie napięciowe stop-
nia jest równe RC/re, przy czym rezystan-
cja wejściowa jest bardzo mała, równa re.
O " wewnętrznej rezystancji emiterowej "
re szeroko mówiliśmy w jednym z po-
przednich odcinków.
W praktyce zazwyczaj nie stosujemy
zasilania podwójnym napięciem, tylko
stosujemy układ podobny do tego z ry-
sunku 1 (na początku artykułu). Wróćmy
do niego. Dzielnik RB1, RB2 ustala napięcie
na bazie. Obecność kondensatora CB
gwarantuje, że na bazie nie ma żadnych
napięć zmiennych (gdyby nawet pojawiły
się niewielkie zmiany wynikające ze zmian
prądu bazy, kondensator je odfiltruje).
Dla przebiegów zmiennych baza jest

38

zwarta z masą. Możemy i powinniśmy
przyjąć, że napięcie na bazie się nie zmie-
nia - mówiąc slangiem - jest sztywne jak
drut.
Przez tranzystor płynie spoczynkowy
prąd stały wyznaczony najpierw przez na-
pięcie bazy (ustala to dzielnik RB1, RB2),
a dalej przez napięcie emitera i wartość
rezystora RE. Oczywiście prąd kolektora
jest praktycznie równy prądowi emitera
(pomijamy niewielki prąd bazy).
A teraz odpowiedz: jaka będzie rezy-
stancja wejściowa wzmacniacza z rysun-
ku 1 dla przebiegów zmiennych? Czy bę-
dzie równa RE czy raczej re? A może su-
mie RE+re?
Masz problem?
Nie czytaj na razie dalszego ciągu -
spróbuj samodzielnie znaleźć odpowiedź.
Będzie to mały teścik, na ile naprawdę
czujesz zależności w układach tranzysto-
rowych.
...
No i do czego doszedłeś?
Na podstawie rysunku 1 powinieneś
narysować schemat zastępczy dla prze-
biegów zmiennych - celowo nie zamieści-
łem tego rysunku na tej stronie, żeby Ci
nie ułatwiać zadania. Punktem
odniesienia - masą, jest baza
tranzystora (w końcu jest to
układ OB). Ponieważ dla przebie-
gów zmiennych kondensator CB
zawiera bazę z minusem zasila-
nia, więc... ostatecznie rezystan-
cja wejściowa jest równa równo-
ległemu połączeniu RE i re - prze-
rysunki
analizuj
starannie
4a i 4b zamieszczone na końcu
artykułu.
Ponieważ
jednak
w praktyce RE ma wartość dużo
większą od re, więc bez sporego
błędu możemy mówić, że rezy-
stancja wejściowa układu z rysunku 1 dla
przebiegów zmiennych jest równa re. Pa-
miętaj, że rezystancja ta zależy od prądu
(re=26mV/Ic) i jej wartość wynosi kilka do
kilkunastu omów.
Tak jest - wzmacniacz OB ma bardzo
małą rezystancję wejściową (dla porów-
nania przypominam, że układ OE ma rezy-
stancję ?*re). Wbrew pozorom nie jest to
dyskwalifikującą wadą. Po pierwsze układ
OB wykorzystywany jest przede wszyst-
kim w układach w.cz., a tam oporności ro-
bocze są rzędu 50 czy 75Ohm i stosunkowo
łatwo można dopasować oporność wej-
ściową tranzystora do typowej oporności
roboczej 50 czy 75Ohm. Można to robić na
kilka sposobów, między innymi dodając
rezystor RE1 wg rysunku 5. Co prawda
zmniejsza to wzmocnienie, ale zwiększa
rezystancję wejściową i liniowość stop-
nia. Można też dopasować oporności ina-
czej, za pomocą elementów L, C. Nie bę-

dziemy się w to wgłębiać, bo okazałoby
się, że przy większych częstotliwościach
trzeba uwzględniać także wewnętrzne
pojemności, i oporność wejściowa nie
jest wtedy czystą rezystancją.

Rys. 5

Po drugie, ze względów, o których
opowiem Ci za chwilę, wzmacniacz OB
pozwala na pracę przy częstotliwościach
zdecydowanie wyższych, niż układ OE.
Stąd układ OB stosowany jest tam, gdzie
trzeba uzyskać dużą szybkość stopnia,
czyli szerokie pasmo przenoszonych czę-
stotliwości. Dotyczy to zarówno typo-
wych wzmacniaczy w.cz., jak i wszelkich
szybkich wzmacniaczy.
I to w zasadzie wszystko, co powinie-
neś wiedzieć o układzie OB. Wzmacnia-
czy w układzie OB praktycznie nie bę-
dziesz stosował. Chyba, że chcesz budo-
wać wzmacniacze na zakres wysokiej
częstotliwości. Ale to jest dość trudne za-
danie, więc będziesz się musiał jeszcze
sporo nauczyć.

Gdzie te wzmacniacze?
Czy po zapoznaniu się z podstawowy-
mi konfiguracjami wzmacniaczy tranzy-
storowych nie masz przypadkiem uczucia
niedosytu? Zarówno w szkole, jak i w na-
szym cyklu wałkujemy szczegółowo te
nieszczęsne wzmacniacze OE, OC, OB.
I co?
Gdy weźmiesz do ręki schemat jakie-
goś " prawdziwego " wzmacniacza, na
przykład Giganta 2000 (przedruk z Elekto-
ra w poprzednim numerze EdW str. 14),
to nie doszukasz się poznanych właśnie
elementarnych stopni OC, OE, OB. No,
może uda Ci się zidentyfikować parę
tranzystorów w układzie OC, ale... w ob-
wodach stabilizatorów napięcia. Może
rozpoznasz jeszcze jakieś źródła prądo-
we... I chyba nic poza tym!
Czarna rozpacz!? Dziesiątki tranzysto-
rów są połączone w jakiś pokrętny spo-
sób, a Ty prawie nic z tego nie rozumiesz.

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 7/99

Pierwsze kroki
Tak to jest w życiu. Choć znajomość
wzmacniaczy OC, OE, OB jest wręcz nie-
zbędna, jest to dopiero wstęp do wiedzy
o wzmacniaczach. Właśnie artykuł z Elek-
tora i zamieszczone tam rozważania pro-
jektowe znakomicie to udowadniają. Aby
samodzielnie zaprojektować tranzystoro-
wy wzmacniacz mocy do domowego ze-
stawu audio lub do dyskoteki, nie wystar-
czy poznać konfiguracje OC, OE, OB. Wy-
magana jest bardzo rozległa wiedza, i to
nie tylko o podstawowych układach, blo-
kach i " chwytach " . Tranzystor tranzystoro-
wi nie równy. W ekstremalnych warun-
kach pracy, przy dużych mocach, napię-
ciach i prądach, dają o sobie znać dodat-
kowe cechy zarówno zastosowanych roz-
wiązań układowych, jak i użytych podze-
społów. Dlatego niełatwo zaprojektować
dobry wzmacniacz tranzystorowy. Po za-
projektowaniu własnego wzmacniacza,
a nawet po skopiowaniu jakiegoś znane-
go z literatury, zazwyczaj pojawiają się
przykre niespodzianki w postaci samo-
wzbudzenia, nadmiernych zniekształceń
i podwyższonych szumów. I dopiero wte-
dy zaczyna się problem - co zrobić, by zli-
kwidować te wady? Niektórzy próbują
znaleźć rozwiązanie " na macanego " , me-
todą ślepca, inaczej mówiąc metodą prób
i błędów. Tylko nieliczni doświadczeni
konstruktorzy mają na tyle dużą wiedzę,
żeby przeanalizować zagadnienie " od ko-
rzeni " i od razu obliczyć oraz zapropono-
wać sensowny układ. W ramach niniej-
szego cyklu nie sposób przekazać całej
wiedzy o wzmacniaczach, zwłaszcza że
w dużej mierze opiera się ona na indywi-
dualnych doświadczeniach. Nie znaczy to
jednak, iż nie warto próbować, zaczyna-
jąc od prostszych konstrukcji, o mniejszej
mocy. Eksperymentować trzeba! Nawet
nieudane próby czegoś uczą. Wcześniej
trzeba jednak poznać kolejne elementar-
ne cegiełki, stosowane do budowy
" prawdziwych " wzmacniaczy. Zajmijmy
się kilkoma takimi cegiełkami.

Kaskoda
Czy słyszałeś o zjawisku (lub pojemno-
ści) Millera? Informacje na ten temat
znajdziesz w każdym podręczniku elek-
troniki. Nie będę Ci tłumaczył szcze-
gółów. Omówimy problem w sposób
uproszczony. Odszukaj w EdW 11/98 na
stronie 65 rysunek 3 przedstawiający
schemat - model tranzystora (Ebersa-
Molla). Możesz także zerknąć na zamie-
szczony tam rysunek 4. Nietrudno się do-
myślić, że obecność pojemności między
kolektorem a emiterem ma niekorzystny
wpływ na właściwości wzmacniacza.
Wraz ze wzrostem częstotliwości opor-
ność (reaktancja pojemnościowa) kon-
densatora maleje - a więc przy większych
częstotliwościach zmiany napięcia kolek-

tora przenoszą się przez nią z powrotem
na bazę, zmniejszając wzmocnienie. Czy
zawsze?
Na pewno zjawisko to najsilniej wystę-
puje właśnie w układzie OE, bo sygnały
użyteczne występują tam na kolektorze
i na bazie. W układzie OC na kolektorze
tranzystora sygnały zmienne nie wystę-
pują, więc nie powinno być tego proble-
mu. Podobnie... no właśnie... w układzie
OB też nie ma problemu, bowiem na ba-
zie nie występują sygnały zmienne. Dla
przebiegów zmiennych baza jest zwarta
do masy i to, co ewentualnie przeniesie
się z kolekto-
ra przez po-
jemność, zo-
staje zwarte
do masy.
Rzeczywi-
ście, wzmac-
niacz OE ma
w
zakresie
wysokich
częstotliwo-
ści właściwo-
ści znacznie
gorsze, niż
wzmacniacz
z tym samym
tranzystorem
w
układzie
OC lub OB.
A wszystko
ze względu
na tę szkodli- Rys. 6
wą pojemność między kolektorem a bazą
i szkodliwy sygnał ujemnego sprzężenia
zwrotnego przenoszący się z kolektora na
bazę. Jednak wzmacniacz OE ma cenne
zalety. Szkoda z nich rezygnować. Aby
wyeliminować szkodliwy wpływ wspo-
mnianej pojemności, należałoby wyna-
leźć taki wzmacniacz OE, w którym zmia-
ny napięcia na kolektorze są jak najmniej-
sze. Niemożliwe? Wzmacniacz taki
(w wersji bardzo uproszczonej) pokazany
jest na rysunku 6a. Taki dwutranzystoro-
wy układ nazywamy kaskodą (nie pomyl
z kaskadą). Zauważ, że dolny tranzystor
(T1) pracuje w układzie OE, a górny (T2) -
OB. Co najważniejsze, choć prąd kolekto-
rów obu tranzystorów zmienia się w takt
sygnału, napięcie na kolektorze dolnego
tranzystora jest praktycznie niezmienne,
cały czas o około 0,6V mniejsze od napię-
cia U1. A jeśli zmiany napięcia na kolekto-
rze są bardzo małe, to szkodliwy wpływ
pojemności kolektor-baza tego dolnego
tranzystora jest znacząco zredukowany.
Czyli dolny tranzystor pracuje w układzie
OE, ale zmiany napięcia na jego kolekto-
rze są minimalne, bo pracuje on na nie-
wielkie obciążenie re górnego tranzystora
- porównaj rysunek 6b. Górny tranzystor
to najprostszy przykład realizacji wzmac-

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 7/99

niacza OB. Można powiedzieć, że dolny
tranzystor wzmacnia prąd, a górny napię-
cie. Dzięki takiemu połączeniu, kaskoda
łączy zalety układów OB i OE i jest stoso-
wana zwłaszcza we wzmacniaczach wy-
sokiej częstotliwości i szerokopasmo-
wych. Kaskoda pozwala na uzyskanie du-
żych napięć wyjściowych dzięki zastoso-
waniu wysokonapięciowego górnego
tranzystora (nawet o niezbyt dobrych pa-
rametrach) i dobrego dolnego tranzysto-
ra, który w dużym stopniu decyduje
o właściwościach całego stopnia. Tyle
powinieneś wiedzieć o kaskodzie.

Darlington
Z określeniem tranzystor Darlingtona,
albo krócej (i nieprecyzyjnie) Darlington
lub darlington, na pewno się już spotka-
łeś. Może uważasz, że ten " darlington " to
rodzaj tranzystora o bardzo dużym
wzmocnieniu. Sugeruje to wiele dzisiej-
szych katalogów. Tymczasem gość o na-
zwisku Darlington nie wynalazł nowego
typu tranzystora, tylko wykombinował
genialnie prosty układ. Połączył mianowi-
cie dwa tranzystory. Uzyskał element,
który zachowuje się jak zwykły tranzy-
stor, ale ma bardzo duże wzmocnienie
prądowe. Typowy układ Darlingtona
w wersjach NPN i PNP zobaczysz na ry-
sunku 7.
Zauważ, że ten twór zachowuje się tak
jak zwykły tranzystor. Znaczącą różnicą
jest tylko większe napięcie UBE wymaga-
ne do jego otwarcia (dwukrotnie większe
niż w zwykłym tranzystorze). Co bardzo
ważne, wynalazek ten ma bardzo duże
wzmocnienie prądowe: ? = ?1 * ?2.
Sprawdź - już przy wzmocnieniu każdego
z tranzystorów równym 50, wypadkowe
wzmocnienie prądowe wyniesie 2500!
A przy ?1=?2=200 wzmocnienie wynosi
40 tysięcy!
Rewelacja!

39

Pierwsze kroki

Rys. 7

A przecież możliwe jest też połączenie
trzech tranzystorów wg rysunku 8 i wte-
dy wzmocnienie prądowe będzie rzędu
milionów! Jeśli tak, to dlaczego wszyst-
kie produkowane dziś tranzystory nie są
tymi cudownymi " darlingtonami " ?

Rys. 8

Stop! Nie przesadzaj! Znów nic za dar-
mo! Owszem, produkowane dziś darling-
tony mają duże wzmocnienie, ale za to są
generalnie bardzo wolne. O ile tak zwany
" tranzystor małej mocy, małej częstotli-
wości " , na przykład BC108 czy BC548 ma
częstotliwość
graniczną
rzędu
300...500MHz, a zwykły tranzystor " dużej
mocy, małej częstotliwości " też ma czę-
stotliwość graniczną znacznie powyżej 1
megaherca, o tyle ogromna większość
darlingtonów mocy może pracować jedy-
nie do częstotliwości 10...50kHz. Zobacz
rysunek 9 na str. 37 w EdW 1/99. Tak
więc darlingtony są dobre jedynie do spe-
cyficznych zastosowań: w obwodach

Rys. 9

40

prądu stałego i przy sto-
sunkowo małych często-
tliwościach. Ze względu
na swe lenistwo nie są
stosowane nawet do
wzmacniaczy mocy audio
wyższej klasy. Ta ospa-
łość darlingtonów zwięk-
sza poziom zniekształceń;
jest on zauważalnie więk-
szy niż we wzmacnia-
czach tranzystorowych ze
" zwykłymi " tranzystorami, a tym bardziej
z MOSFET-ami.
Kiedyś zdecydowanie zalecano, by
przy samodzielnym składaniu darlingtona
z dwóch tranzystorów, dodać rezystor,
jak pokazuje rysunek 9. W przypadku
tranzystorów germanowych było to po-
trzebne ze względu na duże prądy
zerowe, płynące także przy braku
prądu bazy. We współczesnych tran-
zystorach krzemowych w tempera-
turze pokojowej prądy zerowe są na-
prawdę małe, rzędu nanoamperów
i nie ma konieczności stosowania ta-
kiego rezystora. Jedynie w przypad-
ku, gdyby tranzystor T1 miał wysoką
temperaturę złącza, rezystor taki
może być potrzebny.
Czasem jednak stosuje się taki
rezystor do zwiększenia szybkości wyłą-
czania. Chodzi o to, by szybciej usunąć
nośniki z obszaru bazy T2. Rezystor przy-
spiesza ten proces. W takim przypadku
czym ten rezystor ma mniejszą wartość,
tym szybciej następuje wyłączenie. Nale-
ży tylko pamiętać, że dodanie rezystora
zmniejsza wzmocnienie prądowe darling-
tona - mówiłem Ci nie raz - nic za darmo.
Niekiedy w literaturze spotyka się
symbol " darlingtona "
jak na rysunku 10, su-
gerujący, że chodzi tu
o pojedynczy ele-
ment, a nie układ
składający
się
z dwóch tranzysto-
rów. Dlatego zamiast
" układ Darlingtona " ,
obecnie coraz czę-
ściej mówi się " tranzy-
stor Darlingtona " lub
po prostu darlington -
na rynku znajdziesz
mnóstwo takich " tran- Rys. 4
zystorów " .
Produkowane są także elementy za-
wierające układ
z rezystorem jak
na rysunku 9.
Oprócz zwy-
kłego, klasyczne-
go układu darling-
tona, w praktyce
często jest uży-
Rys. 10

wany darling-
ton " komple-
mentarny " -
zobacz rysu -
nek 11.
Zapamiętaj
PNP
NPN
ten układ, bo
będziesz go
Rys. 11
często stosował -
istotną różnicą w stosunku do układu
z rysunku 7 jest to, że do otwarcia " kom-
plementarnego " darlingtona wystarczy
napięcie UBE około 0,6V, jak w zwykłym
tranzystorze, a do otwarcia " klasycznego "
darlingtona napięcie UBE jest dwukrotnie
większe.
Nie zapomnij też, że zarówno w " zwy-
kłych " darlingtonach (wg rysunku 7), jak
i " komplementarnych " (rys. 11), nawet
przy wysterowaniu dużym prądem bazy,
napięcie " nasycenia " kolektor-emiter nie
będzie mniejsze niż 0,6...0,9V, zależnie
od warunków pracy. W pojedynczym
tranzystorze napięcie nasycenia wynosi
kilka do kilkuset miliwoltów. W darlingto-
nach jest inaczej. Napięcie UCE tranzysto-
ra wyjściowego nie może spaść poniżej
0,6...0,8V - gdyby było niższe, nie mógłby
płynąć prąd bazy T2, który w każdym
przypadku musi płynąć przez (nasycony)
tranzystor T1. O tym zawsze pamiętaj -
są układy, gdzie muszą być stosowane
zwykłe tranzystory właśnie ze względu
na to znaczne napięcie nasycenia darling-
tonów.
W następnym odcinku opowiem Ci
o kolejnych typowych " cegiełkach " , sto-
sowanych do budowy praktycznych
wzmacniaczy.
Piotr Górecki

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 7/99


Tranzystory dla początkujących (zxpro).rar > Tranzystory, cz22.pdf

Podstawy

Tranzystory polowe
MOSFET
TRANZYSTORY dla POCZĄTKUJĄCYCH
W poprzednim odcinku podane były nie-
zbędne dla każdego elektronika-hobbysty
informacje o tranzystorach polowych złą-
czowych. W dwóch najbliższych odcinkach
zamieszczono wszystkie wiadomości po-
trzebne do praktycznego wykorzystania
tranzystorów MOSFET.
Zapoznałeś się już z JFET-ami, jednak jak
wspominałem, obecnie straciły one popular-
ność i są rzadko wykorzystywane. Również
i Ty nieporównanie częściej będziesz używał
MOSFET-ów, niż JFET-ów. I mam dobre wia-
domości - ze zrozumieniem działania MO-
SFET-a nie będziesz miał żadnych kłopotów,
a ich stosowanie okazuje się znacznie prostsze
niż "zwykłych" tranzystorów bipolarnych. Są
to naprawdę bardzo przydatne elementy i war-
to je stosować, gdzie to tylko możliwe.
Na dobry początek zapomnij o MOSFET-
ach z kanałem zubożonym (depletion mode).
MOSFET-y z kanałem zubożonym przypo-
minają parametrami JFET-y: przy zwarciu
bramki ze źródłem są otwarte, żeby je za-
mknąć, trzeba na bramkę podać napięcie, po-
wiedzmy, ujemne. Takich tranzystorów prak-
tycznie nie spotkasz.
W praktyce spotyka się tylko tranzystory
MOSFET z kanałem wzbogaconym (enhace-
ment mode). Te typowe MOSFET-y działają
podobnie, jak znane ci tranzystory bipolarne.
Gdy bramka jest zwarta do źródła - tranzy-
stor nie przewodzi, gdy na bramkę zostanie
podane napięcie o "właściwej" polaryzacji -
przewodzi. Co ważne, to napięcie nie jest ja-
kieś tam ujemne, jak w J-FET-ach. Nic się
jednak nie stanie, gdy spolaryzujemy bramkę
napięciem odwrotnym - po prostu tranzystor
dalej będzie zatkany. Podstawowe układy
pracy MOSFET-ów z kanałem n i p zoba-
czysz na rysunku 14.
Tym razem w obwodzie bramki nie ma
żadnej diody. Bramka jest odizolowana od

Elektronika dla Wszystkich

przewodzącego prąd kanału za pomocą dwu-
tlenku krzemu (oznacza to przy okazji, że
między bramką a kanałem tworzy się kon-
densator). Obwód bramki nie pobiera więc
prądu. Mamy do czynienia ze sterowaniem
napięciowym. MOSFET jest bardzo szybki -
zmiana napięcia na bramce powodują zmianę
prądu w ciągu niewielu nanosekund.
Rys. 14 Podstawowe układy pracy

Podstawowe właściwości
Najważniejszymi parametrami MOSFET-a są:
? dopuszczalne napięcie dren-źródło,
oznaczane UDSmax
? maksymalny prąd drenu IDmax
? napięcie progowe otwierania, oznacza-
ne UGSth
? rezystancja między drenem a źródłem
w stanie (całkowitego) otwarcia RDSon lub
RDS(on)
Sens pierwszego parametru jest oczywisty.
Zbyt duże napięcie dren-źródło spowoduje
przebicie i nieodwracalne uszkodzenie tran-

Część 22

zystora. Drugi parametr też nie budzi wątpli-
wości - przy zbyt dużym prądzie w tranzysto-
rze przepaleniu może ulec nie tylko struktura,
ale i wewnętrzne połączenia. Trzeba tylko pa-
miętać, iż w katalogu obok maksymalnego
ciągłego prądu drenu podaje się też znacznie
większy prąd szczytowy (impulsowy).
Trzeci parametr również jest łatwy do zro-
zumienia. UGSth (gdzie th pochodzi od thre-
shold - próg) to napięcie bramka-źródło, przy
którym tranzy-
stor zaczyna się
otwierać, a kon-
kretnie, gdy prąd
drenu ma war-
tość 1mA. Moż-
na przyjąć, że
przy napięciach
bramki mniej-
szych niż UGSth
tranzystor jest
całkowicie za-
tkany - prąd dre-
nu nie płynie,
a
rezystancja
między drenem
a źródłem - RDS
- jest ogromna
(wiele megao-
mów). Przy zwiększaniu napięcia powyżej
UGSth tranzystor otwiera się coraz bardziej,
a rezystancja RDS maleje. Nie można jej jed-
nak zmniejszyć do zera, a jedynie do wartości
rzędu ułamków oma lub pojedynczych omów.
I to jest właśnie czwarty parametr: najmniej-
sza rezystancja w pełni otwartego tranzystora.
Podaną w katalogu małą rezystancję RDSon
uzyskuje się przy napięciu bramki (UGS),
równym zazwyczaj 10V. Zwiększenie napię-
cia UGS do 15V nie zaszkodzi, ale i nie
zmniejszy już znacząco rezystancji RDson. Tu
na marginesie ważna informacja - ZAKRES
DOPUSZCZALNYCH NAPIĘĆ UGS WYNOSI DLA

39

Podstawy
MOSFET-ÓW
?15...?20V.
Zapamiętaj to!
W każdym razie nawet przy pełnym
otwarciu (podaniu na bramkę znacznego
napięcia), między drenem a źródłem wystę-
puje jakaś niewielka rezystancja. Przy prze-
pływie prądu spowoduje ona powstanie
spadku napięcia na tranzystorze, a także
nieuniknione straty mocy. Rezystancja RD-
Son jest więc w pewnym sensie odpowiedni-
kiem napięcia nasycenia, znanego z tranzy-
storów bipolarnych.
Oczywiście ideałem byłby tranzystor
MOSFET o jak największym napięciu
UDSmax i jak najmniejszej rezystancji RDSon.
Niestety, rezystancja RDson jest zdecydowa-
nie większa w tranzystorach o wyższym do-
puszczalnym napięciu UDSmax. W praktyce
oznacza to, że nie warto stosować MOSFET-
ów z większym niż to konieczne napięciem
UDsmax.
Oto przykład. Jeśli przez w pełni otwarty
tranzystor BUZ11 popłynie ciągły prąd
o wartości 5A, to napięcie UDS. wyniesie ty-
powo tylko
UDS. = 0,04Ohm * 5A = 200mV
Straty mocy wyniosą zaledwie:
P = 200mV * 5A = 1W
Jak wiadomo, tranzystor w obudowie
TO-220 bez radiatora może rozproszyć
1...1,5W mocy strat. Żaden radiator nie jest
więc potrzebny. Jeśli jednak przy takim
samym prądzie miałby pracować tranzystor
BUZ60 (400V, 5,5A, 1Ohm), wtedy spadek
napięcia wyniesie 5A*1Ohm=5V, a straty
mocy aż 25W. Tu potrzebny będzie so-
lidny radiator.
Zapamiętaj też raz na zawsze, iż tranzysto-
ry z kanałem p mają większą rezystancję
RDSon, niż podobne z kanałem n (między inny-
mi dlatego są zdecydowanie rzadziej stoso-
wane). W tabeli 1 znajdziesz podstawowe pa-
rametry kilku popularnych tranzystorów mo-
PRAKTYCZNIE WSZYSTKICH

Tabela 2 - MOSFET-y małej mocy
Kanał
N
N
N
N
N
P
P
P
P

Typ
BS170
BS107
VN0300L
VN2406L
VN2410L
BS208
BS250
BSS92
BSS84

UDSmax
60
200
60
240
240
200
45
200
50

IDmax
0,3
0,13
1
0,5
0,5
0,2
0,18
0,15
0,13

RDSon
5
26
1,2
6
10
14
14
20
10

cy w obudowach TO-220, a w tabeli 2 - tran-
zystorów małej mocy w obudowie TO-92.
Zwróć uwagę na zależność RDSon i UDsmax.

Charakterystyki
W katalogach występuje wiele parametrów
i charakterystyk. Nie wszystkie są dla Ciebie
jednakowo ważne. Na rysunku 15 znaj-
dziesz skopiowaną z katalogu charakterysty-
kę wyjściową popularnego MOSFET-a N mo-
cy typu BUZ11.

Rys. 15 BUZ11 charakterystyka wyj-
ściowa

Linią przerywaną zaznaczono tzw. hiperbolę
mocy, pokazującą dopuszczalną
Tabela 1 - MOSFET-y dużej mocy
moc strat. Przebieg krzywych (po-
Kanał
Typ
UDsmax [V] IDmax [A] RDson [Ohm]
ziome odcinki) wskazuje, że rów-
nież MOSFET przy mniejszych prą-
N
BUZ10
50
23
0,07
dach może być użyty do budowy
N
BUZ11
70
30
0,04
źródeł prądowych.
N
BUZ71A
50
12
0,12
N
BUZ74
500
2,4
3
Nie jest to jednak najważniejsza
N
BUZ74A
500
2,1
4
charakterystyka. Znacznie istotniej-
N
BUZ77A
600
2,1
4
szy jest typowy przebieg charakte-
N
BUZ90
600
4,5
1,6
rystyki przejściowej, pokazany na
N
IRF520
100
9,2
0,27
rysunku 16. Słusznie się domy-
N
IRF530
100
14
0,16
ślasz, że kluczowe znaczenie ma
N
IRF540
100
28
0,077
wartość napięcia progowego, przy
N
IRF640
200
18
0,18
którym tranzystor zaczyna się
N
IRF740
400
10
0,55
otwierać (gdy prąd ma "standardo-
N
IRF840
500
8
0,85
wą" wartość 1mA). Analogicznie
P
BUZ171
50
8
0,3
jak w JFET-ach, napięcie to nie jest
P
BUZ271
50
22
0,15
ściśle określone. Występuje nie tyl-
P
BUZ172
100
5
0,6
ko znaczny rozrzut między egzem-
P
BUZ173
200
3
1,5
plarzami, ale także daje się zauwa-
P
IRF9530
100
12
0,3
żyć znaczny wpływ temperatury.
P

40

IRF9540

100

19

0,2

Rysunek 17 wskazuje, że napięcie progowe
tranzystora BUZ11 może wynosić w skraj-
nych przypadkach 1,5...4,5V. Analogiczne
charakterystyki bardzo popularnego małego
tranzystora BS170 pokazane są na rysunku
18. Tu napięcie progowe może wynosić
0,5...2,4V.
Teraz bardzo uważaj! Choć tranzystor
MOSFET zaczyna się otwierać przy jakimś
napięciu UGSth, jednak do pełnego otwar-
cia jest wymagane napięcie znacząco
większe niż UGSth. Niektóre tranzystory po-
trzebują trochę więcej napięcia UGS, by prąd
wzrósł np. o 1A, inne trochę mniej. Oczywi-
ście nie nazywamy tego czułością, tylko
KONDUKTANCJą PRZEJŚCIOWą. W katalo-
gach podaje się wartość konduktancji przej-
ściowej, ale nie jest to parametr najistotniej-
szy. Ponieważ MOSFET-y najczęściej pra-
cują dwustanowo, jako przełączniki - zatka-
ny/otwarty, ważniejsza jest informacja, ja-
kie napięcie jest wymagane, żeby go
w pełni otworzyć. Jeśli na przykład jakiś
egzemplarz BUZ11 będzie miał napięcie
progowe 4V, to do jego pełnego otwarcia
nie wystarczy napięcie 5V, typowe dla wie-
lu układów cyfrowych. Na pewno wystar-
czy 9V, a przy 12V rezystancja RDS może
nawet być nieco mniejsza niż podana w ka-
talogu RDSon. W przypadku tranzystorów
małej mocy, np. BS170, nie ma tego proble-
mu, bo napięcie UGSth nie przekracza 2,4V.

Rys. 16 BUZ11 charakterystyka przej-
ściowa

Wniosek jest prosty: napięcie 5V jest za
małe do pełnego otwarcia niektórych egzem-
plarzy MOSFET-ów mocy. Jeśli nie ma moż-
liwości zwiększenia napięcia sterującego po-
dawanego na bramkę, należy sprawdzić, czy
dany egzemplarz wystarczająco otworzy się
przy napięciu bramki równym 5V. Inną moż-
liwością jest zastosowanie specjalnych MO-
SFET-ów z obniżonym napięciem progo-
wym, które na pewno całkowicie się otworzą
przy napięciu bramki równym 5V.
Ciąg dalszy na stronie 93

Elektronika dla Wszystkich

Podstawy
Ciąg dalszy ze strony 40

Przykładowo, obok tranzystorów BUZ10 pro-
dukowane są tranzystory BUZ10L o napięciu
UGSth w zakresie 1,5...2,5V (podobnie
BUZ11AL).
Nie tłumaczę Ci tutaj problemów odpro-
wadzania ciepła i stosowania radiatorów.
Zależności są identyczne jak w zwykłych
tranzystorach i układach scalonych; w kata-
logu znajdziesz wartość rezystancji termicz-
nej Rthjc oraz wykresy przedstawiające za-
leżność mocy traconej i prądu drenu od tem-
peratury. Temat rezystancji cieplych i radia-
torów był wyczerpująco omówiony w EdW
7/98...9/98 oraz EdW 12/99 str. 34.
Wypadałoby jeszcze wspomnieć o pewnej
właściwości, która odróżnia MOSFET-y od
tranzystorów bipolarnych. W bipolarnych
wzrost temperatury powoduje zwiększanie
prądu kolektora, co na przykład uniemożli-
wia bezpośrednie połączenie równoległe kil-
Rys. 17 BUZ11 rozrzuty napięcia
progowego

Rys. 18 Charakterystyki BS170

stopni wyjściowych wzmacniaczy mocy au-
dio.
Tyle w tym odcinku. Na pewno podobają
Ci się MOSFET-y i zdecydowany jesteś je
często stosować.
Słusznie!
Powinieneś jednak wiedzieć, że
MOSFET-y także mają swoje wady. Omówi-
my je za miesiąc.
Piotr Górecki

ku tranzystorów (potrzebne są rezystory wy-
równawcze w emiterze - bez nich przy du-
żym obciążeniu poszczególne tranzystory bę-
dą się przepalać po kolei). W całkowicie
otwartych MOSFET-ach rezystancja rośnie
wraz z temperaturą - ilustruje to rysunek 19.
W sumie oznacza to, że można bezpośrednio
łączyć równolegle kilka podobnych
MOSFET-ów, ale
REKLAMA ? REKLAMA ? REKLAMA ? REKLAMA
ze względu na roz-
rzut napięcia UGSth
nie w układach li-
niowych,
tylko
Z OFERTY AVT
w przełączających,
gdzie na bramki po-
dawane jest znacz-
ne napięcie otwie-
rające je całkowi-
cie. W praktyce nie
będziesz
łączył
MOSFETów ani
równolegle,
ani
szeregowo - spo-
śród przebogatej
oferty wybierzesz
od razu tranzystor
o potrzebnym Ci
Cena 700zł
* 650zł dla prenumeratorów EdW
prądzie i napięciu.
Na razie niewie-
5MHz dla sygnałów zmiennych
Maksymalna częstotliwość próbkowania
le mówi Ci też in-
(0,5MHz dla sygnałów pojedynczych)
Szerokość pasma wejściowego przedwzmacniacza
1MHz (- 3dB przy 1V/działkę)
formacja,
że
Impedancja wejściowa
1MOhm/20pF
w MOSFET-ach
Maksymalne napięcie wejściowe
100V (AC+DC)
nie występuje zja-
0,1mV do 180V dokładność 2%
Maksymalny impuls i zakres DC
(1mV do 600V z sondą x10)
wisko tzw. drugie-
-73dB do +40dB dokładność ?0,5dB
Zakres dB (0dB = 0.775v)
go przebicia (se-
(do 60dB z sondą x10)
cond breakdown).
0,1mV do 80V (do 400V RMS
Zakres TRUE RMS (tylko AC)
z sondą x10) dokładność 2,5%
Wiedz jednak, że
Podstawa czasu
od 20s do 2us / działkę
dzięki temu MO-
Czułość wejściowa
od 5mV do 20V / działkę
SFET-y są bardziej
Wyjście kalibracyjne
1kHz/5Vtt
Napięcie zasilania
9VDC/300mA niestabilizowane
odporne na nie-
Akumulatorki (w komplecie)
NiCd / NiMH - 5szt.
sprzyjające warun-
Wymiary
105 x 220 x 35mm
Waga
395g bez baterii
ki pracy i trudniej
je zepsuć. Dotyczy
Do podanych cen należy doliczyć 22% VAT.
AVT Korporacja Dział Handlowy, ul. Burleska 9, 01-939 Warszawa,
to na przykład

Przeno ny oscyloskop HPS5

Rys. 19 BUZ11 zależność RDSon od
temperatury

tel./fax: (0-22) 835-66-88, 835-67-67.

Elektronika dla Wszystkich

93


Tranzystory dla początkujących (zxpro).rar > Tranzystory, cz3.pdf

Pierwsze kroki

część

3

Tranzystory
dla początkujących

Przed miesiącem zrozumiałeś wreszcie z grubsza działanie tranzystora. Na pewno drżysz z niecierpliwości, i zastana-
wiasz się, dlaczego nie tłumaczę ci, jak tranzystor wzmacnia napięcie. Dlaczego tyle uwagi poświęciłem wzmacnianiu prą-
du i dlaczego tak obszernie tłumaczyłem ci sprawę spadków napięć i źródeł prądowych.
Wytrzymaj jeszcze trochę - wszystko poznasz po kolei. Za miesiąc wytłumaczę ci szczegółowo to, na co tak niecierpli-
wie czekasz: mianowicie jak tranzystor wzmacnia napięcie.
Dziś zajmiemy się szczegółowo przede wszystkim wejściem tranzystora, to znaczy złączem baza-emiter. Poznasz kilka
ważnych zagadnień praktycznych. Choć może wydadzą ci się niepotrzebne, jestem przekonany, że już niebawem wyko-
rzystasz je w praktyce. Nie lekceważ podanego materiału, bo są to wiadomości niezbędne do gruntownego zrozumienia
tematu tranzystorów. Nie ukrywam, że chcę cię od razu wrzucić na głębokie wody i przynajmniej zasygnalizować zagadnie-
nia wykraczające poza elementarne podstawy. Jeśli należysz do tych, którzy nie chcą wychylać się poza elementarz, nie
czytaj wszystkiego - na końcu artykułu zamieściłem ramkę z informacjami naprawdę podstawowymi.

PNP i NPN
W poprzednim odcinku jakoś tak samo
wyszło, że obwód baza-emiter w tranzys-
torze zachowuje się ni mniej ni więcej,
tylko tak jak dioda. To nie przypadek - tak
jest naprawdę. Śmiało możesz wyobra-
żać sobie, że tranzystor składa się
z dwóch niezależnych obwodów, czy też
elementów:
obwód baza-emiter zawiera najzwyklej-
szą diodę,
obwód kolektor-emiter zawiera źródło
prądowe.
W poprzednim odcinku, gdy tłuma-
czyłem ci działanie tranzystora na przy-
kładzie gaźnika, doszliśmy do tranzysto-
ra NPN. Na pewno bez problemu zrozu-
miałeś jego działanie. Teraz pomału za-
pomnij o gaźniku, a pamiętaj tylko, że
tranzystor to w rzeczywistości źródło

o
o

prądowe sterowane prądem bazy. Jeśli
przyswoisz sobie tę definicję, nie bę-
dziesz miał żadnych kłopotów z tranzys-
torem PNP.
Jego działanie jest takie same, jak
tranzystora NPN, inny jest tylko kieru-
nek przepływu prądów. Kierunki prą-
dów w obu tranzystorach możesz zo-
baczyć na rysunku 12 . Zapamiętaj raz
na zawsze, że strzałka w s y m b o l u t r a n -
zystora (w obwodzie emitera) wskazu -
je kierunek przepływu prądu (od dodat -
niego do ujemnego bieguna źródła za -
silania) .
Celowo rysuję ci tranzystor PNP
w sposób pokazany na rysunku 13a, a nie
w sposób z rysunku 13b.
Czy sam potrafisz odpowiedzieć, dla-
czego? Przecież na różnych schematach
spotyka się sposób z rysunku 13b.

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 3/98

Rys. 12.

27

Pierwsze kroki
Żadnego błędu w ta-
kim narysowaniu nie ma,
ja tylko chciałbym cię od
początku przyzwyczaić
do zdrowych zasad. Cho-
dzi tylko i wyłącznie
o sposób rysowania
schematów. Na pewno
zauważyłeś, że niektóre
schematy narysowane są
jakoś tak fajnie, w prze-
jrzysty sposób, że już na
pierwszy rzut oka widać,
jak działa dany układ,
a przy okazji można się
zorientować, jakie są na-
pięcia stałe w poszcze-
gólnych punktach układu.
Inne schematy nary-
sowane są w jakiś po-
krętny, bardzo zawikłany
sposób, i trzeba się du-
żo nabiedzić, żeby się
zorientować, jak taki
układ funkcjonuje, a na
Rys. 14a.
pewno ze sposobu nary-
sowania nie wynikają
żadne wnioski, odnośnie napięć stałych
w układzie.
Jeszcze raz podkreślam, że różnica po-
lega tylko na sposobie narysowania sche-
matu.

Rys. 13.
Żeby schemat był w miarę przejrzysty
warto przestrzegać podstawowych
zasad:
- ,,prądy zasilania na schemacie" powin-
ny płynąć z góry na dół
- ,,sygnały na schemacie" powinny
przebiegać z lewej strony na prawą.
- w miarę możliwości punkty o napięciu
bardziej dodatnim powinny być naryso-
wane wyżej niż punkty o napięciu niż-
szym.
Rysunek 14 pokazuje dwa sposoby
narysowania schematu ideowego tego
samego układu. Pierwszy uwzględnia po-
wyższe zasady, drugi nie. Który ze sche-
matów jest łatwiejszy do analizy?
Sprawa jest o tyle aktualna, że w sche-
matach nadsyłanych do Redakcji przez Czy-
telników, zwłaszcza do Szkoły Konstrukto-
rów, często spotykam ,,kwiatki" podobne
do rysunku 14b.
Przyzwyczaj się więc do podanych
zdrowych reguł i uwzględniaj je przy ryso-

28

waniu swoich schematów. Wtedy bę-
dziesz rysował tranzystor PNP tak, jak na
rysunku 13a, a nie według rysunku 13b.
To była dygresja na marginesie - spo-
sób rysowania schematów nie ma prze-
cież wpływu na działanie tranzystora.
Ułatwia tylko analizę układu.
Zajmiemy się teraz złączem baza-emi-
ter tranzystora. Wiesz już, że tranzystory
PNP i NPN różnią się jedynie kierunkiem
przepływu prądów. Podane dalej wiado-
mości, w równym stopniu dotyczą obu
typów tranzystorów.

Dioda i złącze baza -
emiter
Zaczynamy
od
stwierdzenia, że złą-
cze baza-emiter ma
właściwości zwykłej
diody półprzewodniko-
wej. Żeby dogłębnie
zrozumieć zachowa-
nie tranzystora w ukła-
dzie, i żeby umieć sa-
modzielnie dobrać wa-
runki pracy tranzysto-
ra, musisz dobrze ro-
zumieć działanie i pa-
rametry diody.
Przypomnę ci więc
właściwości diody.
Hydrauliczną analogię
diody znajdziesz na ry-
sunku 15. Zastosowa-
na sprężynka jest bar-
dzo słaba (podatna),
więc do otwarcia
klapki ,,w słusznym"

kierunku przewodzenia potrzeba niewiel-
kiej siły, a więc niewielkiego ciśnienia.
Pomyśl, to bardzo ważny wniosek: na
takim elemencie nie może wystąpić duży
spadek ciśnienia, bo już małe ciśnienie ot-
wiera klapkę całkowicie, umożliwiając prze-
pływ praktycznie dowolnych ilości wody.
Tak samo jest z diodą. Dioda przepusz-
cza prąd w jednym kierunku. Ten
,,słuszny" kierunek nazywamy kierun-
kiem przewodzenia. Już stosunkowo nie-
wielkie napięcie ,,otwiera" diodę powo-
dując przepływ prądu. Na przewodzącej
diodzie występuje niewielki spadek na-
pięcia. Zauważ, że to napięcie (spadek
napięcia) na przewodzącej diodzie nie

Rys. 14b.

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 3/98

Pierwsze kroki
Rys. 16a.

Rys. 15.
może dowolnie rosnąć. Do pełnego
,,otwarcia" diody, czyli nawet przy bardzo
dużych prądach, potrzebne napięcie (spa-
dek napięcia) jest niewielkie.
Być może słyszałeś, że przy napięciu
(przewodzenia) poniżej 0,6V...0,7V dio-
da krzemowa nie przewodzi, a prąd po-
jawia się dopiero dla napięć wyższych
niż te 0,6V...0,7V. Takie są potoczne wy-
obrażenia.
Ale być może słyszałeś, że napięcie na
diodzie jest proporcjonalne do logarytmu
płynącego przez nią prądu. Zapewne nie-
wiele z tego sformułowania rozumiesz.
Moglibyśmy pominąć ten wątek, ale ja
od razu chcę rzucić cię na głębokie wody,
dlatego przyjrzymy się nieco bliżej tej
sprawie.
Obejrzyj sobie charakterystykę prądo-
wo-napięciową diody (czyli zależność na-
pięcia i prądu). Zwykle rysuje się ją w ten
sposób, że na osi poziomej zaznacza się
napięcie, a na osi pionowej - prąd. Taki
sposób narysowania sugeruje, że ustala-
my (wymuszamy) jakieś napięcie na dio-
dzie, i w zależności od tego napięcia,
przez diodę płynie odpowiedni prąd. Tak
jest tylko w teorii (oraz ewentualnie pod-
czas eksperymentów w szkolnej praco-
wni). W praktyce podchodzimy do spra-
wy odwrotnie: oto przez diodę płynie ja-
kiś prąd, i przy przepływie tego prądu na
diodzie występuje jakieś napięcie (spa-
dek napięcia). Jest to tak zwane napięcie
przewodzenia diody. Niezależnie od po-
dejścia, rezultat jest zawsze ten sam: da-
nej wartości prądu odpowiada określona
wartość napięcia i odwrotnie. Zależność
tę możemy zaznaczyć na rysunku - właś-
nie to jest charakterystyka diody w kie-
runku przewodzenia.
Nas w tej chwili interesuje, jak zmienia
się napięcie na diodzie (a właściwie na złą-
czu baza-emiter tranzystora) w zależności
od prądu (prądu bazy tego tranzystora).
Rysunek 16a i b pokazuje charakterys-
tykę tej samej diody, narysowaną na dwa

sposoby. Obie skale na rysunku 16a są li-
niowe, natomiast na rysunku 16b prąd na
osi pionowej zaznaczono w skali logaryt-
micznej, a napięcie, jak poprzednio,
w skali liniowej. Choć wierzyć się nie
chce, jeszcze raz przypominam, że jest to
charakterystyka tej samej diody, tylko na-
rysowana nieco inaczej.
Wystarczy popatrzyć na rysunek b, by
przekonać się, że gdy prąd zaznaczy się
na skali logarytmicznej, to wybitnie krzy-
wa charakterystyka z rysunku a w dziwny
sposób się prostuje, przynajmniej w za-
kresie mniejszych prądów. Właśnie tu
masz czarno na białym logarytmiczną za-
leżność napięcia na diodzie od płynącego
prądu. Nawet jeśli nie wiesz co to jest lo-
garytm (naturalny), nie przeszkodzi ci to
w uchwyceniu sensu mary logarytmicz-
nej - przyjrzyj się po prostu wartościom
prądu oznaczonym na pionowej osi. Prze-
cież mamy prawo zaznaczyć na osi piono-
wej prąd w taki trochę nietypowy sposób
(a może właśnie typowy dla natury), by
dziesięciokrotnej zmianie wartości odpo-
wiadała jedna działka na osi. Nie musisz
się dalej w to wgłębiać, zapamiętaj tylko
i przyjmij do wiadomości, iż profesjonaliś-
ci często wykorzystywali i pomimo ofen-
sywy układów cyfrowych, nadal wyko-
rzystują zależność wyraźnie widoczną na
rysunku 16b do logarytmowania sygna-
łów, a także do analogowego mnożenia,
dzielenia, potęgowania i pierwiastkowa-
nia. Może będzie to dla ciebie zaskocze-
niem, ale właśnie dioda (lub złącze baza-
emiter tranzystora) dobrze nadaje się do
przeprowadzania operacji matematycz-
nych na sygnałach analogowych. Na przy-
kład tę logarytmiczną zależność wyko-
rzystuje zdecydowana większość prze-
tworników prawdziwej wartości skutecz-
nej (ang. True RMS). A przetworniki True
RMS spotkasz w wielu cyfrowych mierni-
kach uniwersalnych lepszej klasy. Tyle
o logarytmowaniu, na razie głębsza wie-
dza na ten temat nie jest ci potrzebna.
Wracajmy do charakterystyki z rysunku
16a. Ja tu ci truję, że masz jakąś skompli-
kowaną logarytmiczną zależność (na co
rzeczywiście wskazuje rysunek 16b), a ty
do tej pory spotykałeś się z popularnym

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 3/98

Rys. 16b.

stwierdzeniem, iż spadek napięcia na
krzemowej diodzie (i tak samo na złączu
baza-emiter tranzystora) ma stałą war-
tość. Jedni podają, że wynosi 0,7V, inni
0,6V, a jeszcze inni podają wartość około
0,6...0,8V. I co? Kto tu kłamie?
W rzeczywistości nie ma tu znaczącej
sprzeczności, ale sprawa wymaga drob-
nego uściślenia.
Popatrz na rysunek 17. Jest to w zasa-
dzie to samo co na rysunku 16a, charak-
terystyka dotyczy jednak tylko prądów
o wartościach do 1mA, a nie jak poprzed-
nio, do 100mA. Zauważ, że zgodnie z ry-
sunkiem 17, dla napięć do 0,5V, prąd dio-
dy rzeczywiście ma bardzo małą wartość.
To samo możesz sprawdzić na rysunku
16b. Pamiętaj, że 1uA (mikroamper), to
jedna milionowa ampera.
Rys. 17.

Sam widzisz, że w wielu sytuacjach
śmiało możemy mówić, że dla napięć po-
niżej 0,5V, dioda praktycznie nie przewo-
dzi prądu.
Trochę inaczej wygląda jednak sprawa
z diodą prostowniczą, a inaczej z obwo-
dem bazy tranzystora. Dla diody prostow-
niczej prąd rzędu 1 czy nawet 10 mikro-
amperów, to prąd wręcz pomijalnie mały.
A dla tranzystora?
W tranzystorach, prąd kolektora pły-
nący podczas normalnej pracy ma zwyk-
le wartość w zakresie od ułamków mi-
liampera do co najwyżej setek miliam-
perów (na razie pomijamy tranzystory
dużej mocy). Uwzględniając, że tranzys-
tor wzmacnia prąd, wychodzi na to, że
prąd bazy tranzystora pracującego w ty-
powym układzie ma wartość od ułam-

29

Pierwsze kroki
ków mikroampera do pojedynczych mi-
liamperów.
Właśnie, w niektórych twoich ukła-
dach prąd bazy może mieć wartość rzę-
du 1 mikroampera lub nawet mniej!
Czyli zgodnie z rysunkiem 16b, dla ta-
kich prądów bazy, napięcie baza-emiter
tranzystora będzie mieć wartość
0,5...0,7V.
Zauważ, że przy tysiąckrotnej zmianie
prądu (bazy), napięcie zmieni się tylko
o około 200mV.
Teraz już chyba zrozumiałeś, iż
w mniej precyzyjnych obliczeniach może-
my przyjąć w uproszczeniu jakąś średnią,
stałą wartość, np. właśnie 0,6V lub 0,65V.
Ot i cała tajemnica!
Proste? Tak, ale my tu trochę uprości-
liśmy sprawę, pomijając bez wahania prą-
dy poniżej 1 mikroampera, mówiąc iż są
to pomijalnie małe wartości. Wyobraź so-
bie, że w profesjonalnych układach loga-
rytmujących użyteczny zakres prądów
często sięga 100pA do 1mA. 100 pi-
koamperów to 0,1 nanoampera czyli jed-
na dziesięciomiliardowa ampera. Ty na ra-
zie nie próbuj myśleć o prądach rzędu pi-
koamperów (i pracować przy takich prą-
dach); pozostaw to zawodowcom.
Wracajmy do tranzystora.
Jak widać z analizowanych charakte-
rystyk, napięcie między bazą i emiterem,
oznaczane UBE, podczas normalnej pra-
cy tranzystora nie przekracza 0,8V. Jeśli
w jakimś realnym układzie byłoby więk-
sze, to tranzystor na pewno jest uszko-
dzony. Przykładowo, jak wynikałoby z ry-
sunku 16, przy napięciu UBE równym 1V,
prąd bazy tranzystora musiałby wynosić
ponad 1A, a tranzystorów o tak dużym
prądzie bazy na pewno nie spotkasz
w swoim życiu.
Zapamiętaj więc ważną informację
praktyczną: jeśli napięcie UBE zwykłego
tranzystora NPN lub PNP (w kierunku
przewodzenia) zmierzone w układzie, wy -
nosi ponad 0,8V, to tranzystor ten
NA PEWNO jest uszkodzony.

Tranzystory mocy
W naszej praktyce używamy zwykle
tranzystorów małej mocy. Chodzi o to, że
w tranzystorze w czasie pracy wydziela
się w postaci ciepła jakaś moc - nazywa-
my ja mocą strat. Małe tranzystory mogą
pracować przy niewielkich prądach kolek-
tora (do 100...300mA), a wydzielana moc
strat nie może być większa niż
0,1...0,6W, zależnie od typu tranzystora.
W niektórych przypadkach musimy
pracować z większymi prądami, a wy-
dzielana moc jest znacznie większa. Wte-
dy stosujemy tranzystory dużej mocy.
Mają one większe obudowy i przystoso-
wane są do przykręcenia do radiatora
chłodzącego.

30

Problemem mocy strat i odprowadza-
nia ciepła zajmiemy się w przyszłości, te-
raz chodzi mi tylko o jedną drobną spra-
wę. Aby uzyskać duże prądy w obwodzie
kolektora, musimy pracować przy odpo-
wiednio dużych prądach bazy. Prądy bazy
będą znaczne, ponieważ tranzystory du-
żej mocy mają zwykle współczynnik
wzmocnienia prądowego mniejszy, niż
tranzystory małej mocy. Jeśli na przykład
wzmocnienie tranzystora mocy wynosi
50, to dla uzyskania prądu kolektora rów-
nego 10A, prąd bazy musi wynieść 0,2A.
Jak myślisz, czy w tranzystorach dużej
mocy napięcie baza-emiter musi być
większe, niż w tranzystorach małej mocy?
Tak wynikałoby z rysunku 16.
Pamiętaj jednak, że rysunek ten doty-
czy jakiejś konkretnej diody, czy konkret-
nego złącza baza-emiter.
Jak myślisz, czy wartość spadku na-
pięcia przy danym prądzie będzie zależeć
od powierzchni tego złącza?
Maleńki tranzystor małej mocy ma
małą powierzchnię złącza, duży tranzys-
tor mocy będzie miał znacznie większą
powierzchnię tego złącza.
Masz rację, o wartości napięcia zade-
cyduje gęstość prądu przypadająca na
jednostkę powierzchni tego złącza.
Wniosek?
Napięcie baza-emiter w tranzystorach
dużej mocy przy znacznych prądach bazy
może być nawet mniejsze, niż w tranzys-
torach małej mocy.
Ta informacja nie jest może najważ-
niejsza, ale powinieneś o tym wiedzieć,
by potem po zmierzeniu napięć w jakimś
układzie z tranzystorami mocy nie dziwić
się i nie szukać dziury w całym.

Wpływ temperatury

zmiany wywołane zmianami wartości
prądu bazy!
Pamiętaj też o grzaniu się tranzysto-
rów, także tych małej mocy.
Wnioski?
Z wartości napięcia emiter-baza nie-
wiele dowiesz się o prądzie bazy. Szcze-
rze mówiąc, w związku ze znacznym
wpływem temperatury, napięcie to nie
daje praktycznych informacji. Jedynie jeś-
li jest większe niż 0,8V, to nieodwołalny
znak, iż tranzystor jest uszkodzony.
Czy to znaczy, że dokładna wartość na-
pięcia baza-emiter nigdy nas nie obchodzi,
bo nie niesie żadnej pewnej informacji?
Nie! Co istotne, jeśli prąd ma stałą
wartość, to zmiany napięcia pod wpły-
wem temperatury są, można powiedzieć
- liniowe, czyli zmiana napięcia przewo-
dzenia jest wprost proporcjonalna do
zmian temperatury. Co jeszcze ważniej-
sze, zmiany te są powtarzalne, czyli nie
zmieniają się z upływem czasu.
Wszystko to powoduje, że zwykła dio-
da lub złącze baza-emiter tranzystora mo-
gą być z powodzeniem użyte do pomiaru
temperatury. Przy odpowiedniej budowie
układu pomiarowego i właściwym wy-
skalowaniu, można uzyskać bardzo dobrą
dokładność pomiaru, rzędu 0,1...0,2°C.
Sposób ten bardzo często używany
jest do pomiaru temperatur w zakresie -
40...+125°C. Jest tylko jeden drobny
szkopuł. Otóż w praktyce w procesie pro-
dukcji półprzewodników nie udaje się
uzyskać idealnie takich samych paramet-
rów dla wszystkich egzemplarzy diod czy
tranzystorów, nawet pochodzących z tej
samej partii produkcyjnej i z tej samej
płytki krzemowej.
Rys. 18a.

Na rysunku 16 zaznaczyłem ci, w ja-
kich granicach zmienia się napięcie na
złączu baza-emiter przy różnych prądach
bazy. Nie znaczy to jednak, że mając cha-
rakterystykę konkretnego tranzystora
i znając prąd bazy, potrafisz precyzyjnie
określić, jakie będzie napięcie między ba-
zą a emiterem.
Czy już wiesz, dlaczego?
Otóż nie uwzględniłeś wpływu tempe-
ratury.
Rysunek 16 pokazuje charakterystykę
dla jakiejś jednej temperatury - zwykle
jest to temperatura pokojowa rzędu
+25°C. Tymczasem ze wzrostem tempe-
ratury napięcie przewodzenia na diodzie
i złączu tranzystora zmniejsza się.
Dla konkretnego egzemplarza tran-
zystora czy diody wpływ temperatury po-
kazany jest na rysunku 18a.
Może się zdziwisz, ale niedwuznacz-
nie wychodzi na to, że zmiany napięcia
baza-emiter pod wpływem zmian tempe-
ratury mogą być znacznie większe, niż

Rys. 18b.

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 3/98

Pierwsze kroki
Zawsze występuje pewien rozrzut pa-
rametrów, i ostatecznie w niektórych ka-
talogach charakterystyka diody czy złącza
baza-emiter wygląda tak jak na rysun-
ku 18b. Obszar zacieniowany wskazuje
na spodziewany rozrzut parametrów po-
między egzemplarzami.
Już z tego widać, że przy wykorzysta-
niu złącza półprzewodnikowego do po-
miaru temperatury, niezbędna jest indy-
widualna kalibracja dla każdego egzemp-
larza. W książkach czasem podaje się, że
napięcie na złączu zmienia się z tempera-
turą o -2,2mV na stopień Celsjusza. Owe
-2,2mV trzeba traktować jako wartość
orientacyjną, a nie ścisłą. Zresztą inne
źródła podają wartość tego współczynni-
ka -2mV/°C.
Na razie nie będziesz chyba projekto-
wał układów pomiaru temperatury, ale po-
winieneś wiedzieć, że właściwości złącza
B-E umożliwiają taki pomiar. Przedstawio-
na zależność wykorzystywana jest nie tyl-
ko do budowy termometrów elektronicz-
nych. Powszechnie stosuje się ją w ukła-
dach scalonych do realizacji obwodów za-
bezpieczenia termicznego. Czy wiesz na
jakiej zasadzie pracuje taki obwód?
Wystarczy ustawić napięcie baza-emi-
ter tranzystora na wartość, powiedzmy,
0,5V. Jak widać z rysunkach 16, 17 oraz
18, w temperaturze pokojowej popłynie
wtedy pomijalnie mały prąd bazy. Prąd
kolektora też będzie pomijalnie mały. Jeś-
li temperatura będzie rosnąć, to rosnąć
będzie też prąd bazy, a tym samym prąd
kolektora. Gdy prąd kolektora przekroczy
ustaloną wartość, zadziała współpracują-
cy obwód zabezpieczenia cieplnego.
Zależność parametrów od temperatu-
ry w niektórych układach jest zaletą, ale
jak łatwo się domyślić, na przykład w pre-
cyzyjnych układach pomiarowych jest
przekleństwem, z którym trzeba walczyć
wszelkimi siłami. To jednak jest już od-
rębny, bardzo szeroki temat, do którego
może jeszcze wrócimy. Na razie zajmie-
my się kolejną podstawową sprawą.

miętaj to i nawet nie próbuj podobnych
sztuczek.
Rysunek 19 nasuwa jednak pytanie,
czy aby w układzie elektronicznym nie
można zamienić miejscami emitera i ko-
lektora tranzystora? Inaczej mówiąc, czy
kolektor mógłby pełnić rolę emitera i od-
wrotnie?
Pytanie jest jak najbardziej poważne,
a starsi Czytelnicy pamiętają zapewne, że
niektóre dawne radzieckie tranzystory po
zamianie roli emitera z kolektorem, pra-
cowały tak samo, albo nawet lepiej.
To prawda, że niektórym tranzysto-
rom, wykonywanym bardzo starymi tech-
nologiami, było niemal wszystko jedno,
która elektroda ma być kolektorem, a któ-
ra emiterem. Ale to były bardzo dawne
czasy. Natomiast współczesne tranzysto-
ry produkowane są pod kątem określo-
nych zastosowań, i nie będą dobrze pra-
cować po zamianie emitera z kolektorem.
Być może czytałeś gdzieś o tak zwanej
pracy inwersyjnej tranzystora. Zapomnij
o tym. W układach, które będziesz mon-
tował, ewentualnie konstruował, tranzys-
tory ,,zwykłe" czyli bipolarne będą praco-
wać w normalny sposób.
A więc nie kombinuj z zamianą miejs-
cami emitera i kolektora.
Ale to jeszcze nie wszystko.
Czy tranzystor może pracować przy
,,odwrotnym" napięciu między bazą

Odwrotna polaryzacja
Uproszczony schemat zastępczy tran-
zystora z rysunku 12, zawierający diodę
i sterowane źródło prądowe, nie do koń-
ca oddaje właściwości tranzystora.
Znaczna część Czytelników sprawdza
tranzystory za pomocą omomierza wie-
dząc, że złącza baza-emiter i baza-kolek-
tor zachowują się jak diody. Rzeczywiście
w pewnych warunkach tranzystor można
traktować jako połączenie dwóch diod
według rysunku 19. Ale niestety, tranzys-
tora nie można wykorzystać jako dwóch
oddzielnych diod, i na przykład zrealizo-
wać za pomocą dwóch tranzystorów
r
mostka diodowego (rysunek 20). Tranzys-
tor to coś więcej, niż dwie diody. Zapa-

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 3/98

Rys. 19.

Rys. 20.

a emiterem. Co się
stanie w układzie
z rysunku 21, gdy
napięcie bazy tran-
zystora NPN bę-
dzie niższe niż na-
pięcie emitera?
Rysunki 12 i 19
nie sygnalizują żad-
Rys. 21.
nych ograniczeń.
Czy więc napię-
cie na bazie tranzystora z rysunku 21 mo-
że mieć dowolnie dużą wartość ujemną?
Zapewne nie, spodziewamy się, iż złącze
to, jak każda dioda, ma określone dopusz-
czalne napięcie wsteczne (kilkadziesiąt
woltów).
Tu mam dla ciebie niespodziankę (o ile
jeszcze tego nie wiesz): złącze baza-emi-
ter spolaryzowane w kierunku zaporo-
wym zachowuje się jak dioda Zenera
o napięciu pracy około 6,2V (niektóre
źródła podają 5...7V).
Jeśli jeszcze nie wiesz, co to jest dio-
da Zenera przyjmij, iż jest to po prostu
stabilizator napięcia.
Czyli po podaniu na bazę napięcia
wstecznego o wartości przekraczającej
napięcie przebicia, przez złącze emiter-
baza popłynie prąd. Słowo ,,przebicie" za-
brzmiało groźnie, ale nie ma się czego
bać - o ile tylko prąd nie będzie zbyt du-
ży (by cieplnie uszkodzić złącze), tranzys-
torowi nic się nie stanie. Przebicie takie
na pewno nie uszkodzi trwale tranzystora
Krótko mówiąc, tranzystor może peł-
nić rolę diody Zenera czyli stabilizatora
napięcia. Na rysunku 22 pokazałem ci
cztery przykłady wykorzystania tranzysto-
rów w tej roli. Zauważ, że w każdym przy-
padku złącze emiterowe jest spolaryzo-
wane wstecznie, wykorzystujemy tylko
dwie końcówki, i taki sposób pracy nie
ma nic wspólnego z normalnym trybem
pracy tranzystora.
Przypomnę ci jeszcze raz te normalne
warunki pracy: dla tranzystora NPN napię-
cie bazy (mierzone w stosunku do emitera)
wynosi około +0,6V...+0,7V, złącze spolary-
zowane jest w kierunku przewodzenia i pły-
nie prąd bazy IB. Płynie też prąd kolektora
IC, a napięcie na kolektorze UC (też mierzo-
ne w stosunku do
emitera)
również
jest dodatnie i wyno-
si od +0,1V do peł-
nego napięcia zasila-
jącego U2. Masz to
zaznaczone na ry-
sunku 23.
A co powiedzieć
o sytuacji z rysun-
ku 24, gdy w nor-
malnym
układzie
pracy tranzystora
(NPN) napięcie bazy

31

Pierwsze kroki

Rys. 22.
Rys. 24.
montując układ według rysunku 24
i sprawdzając, czy amperomierz w kolek-
torze tranzystora pokaże jakikolwiek
prąd, po pojawieniu się prądu wsteczne-
go w obwodzie bazy.
Potraktuj to jako zadanie domowe.
W ramach takich domowych ćwiczeń
proponuję ci też sprawdzenie, jaką war-
tość ma stabilizowane napięcie w ukła-
dach z rysunku 22. Przekonaj się sam, na
ile zależy ono od typu tranzystora, oraz ja-
ki jest rozrzut pomiędzy egzemplarzami
tranzystorów tego samego typu.

Rys. 23.
spadnie poniżej napięcia emitera i będzie
wynosić 0...-5V? Co się będzie działo w ob-
wodzie bazy, a co w obwodzie kolektora?
Dla ujemnych napięć bazy o takiej war-
tości, złącze baza-emiter będzie spolary-
zowane zaporowo (wstecznie), ale na
pewno nie wystąpi jeszcze wspomniane
przebicie. W obwodzie bazy nie będzie
więc płynął żaden prąd, a tym samym
w obwodzie kolektora też nie będzie pły-
nął prąd. Tranzystor będzie w stanie od-
cięcia (nieprzewodzenia).

A co się stanie, gdy w układzie z ry -
sunku 24 napięcie U1 obniży się poniżej -
5V, gdy w obwodzie emiter-baza nastąpi
przebicie i w obwodzie bazy popłynie
prąd wsteczny (płynący z baterii U1 od
masy przez emiter, bazę, rezystor
RB? Czy wtedy w obwodzie kolektora
pojawi się prąd?
To jest wbrew pozorom ważne pyta-
nie, ponieważ w praktyce czasem można
spotkać się z taką sytuacją. Nie udzielę ci
odpowiedzi - możesz ją znaleźć sam,

Podsumowanie
Dzisiejszy odcinek poświęcony był
w całości obwodowi baza-emiter tranzys-
tora bipolarnego.
Na koniec zbierzmy w ramce najważ-
niejsze wnioski. Za miesiąc zajmiemy
się obwodem kolektora, jego charakte-
rystykami i typowym układem pracy
tranzystora.
Piotr Górecki

Co musisz wiedzieć o złączu baza-emiter tranzystora
W typowym układzie pracy tranzystora napięcie między bazą i emiterem wynosi mniej więcej 0,6...0,7V (porównaj rysunek x+12). Złą-
cze emiterowe jest spolaryzowane w kierunku przewodzenia i płynie prąd bazy. Płynie też prąd kolektora.

!

Jeśli między bazą a emiterem napięcie (w kierunku przewodzenia) jest większe niż 0,8V, to tranzystor na pewno jest nieodwracalnie
uszkodzony. Przy takim uszkodzeniu obwód kolektor-emiter może być na trwałe zwarty (przebity), ale może też być rozwarty (prze-
rwany). W każdym razie zbyt wysokie napięcie baza-emiter jest absolutnie pewnym dowodem, że tranzystor jest zepsuty i trzeba go
wymienić.
Jeśli napięcie baza-emiter wynosi 0...0,5V - tranzystor nie przewodzi, czyli w obwodzie kolektora nie płynie prąd (pomijamy ewentu-
alne prądy kolektora rzędu nanoamperów). Jeśli przy tak małym napięciu bazy tranzystor jednak przewodzi, to na 95% jest uszkodzo-
ny (pozostałe 5% to sytuacje, gdy na bazę podawane są impulsy, których średnia wartość daje owe napięcie 0...0,5V na woltomierzu,
albo też dołączony miernik analogowy o małej rezystancji wewnętrznej przejmie prąd bazy tranzystora). W każdym razie po bezpośred-
nim zwarciu bazy z emiterem każdy tranzystor musi zostać zatkany, czyli przestać przewodzić prąd. Takie zwarcie bazy z emiterem ni-
czym nie grozi i często jest stosowane przy sprawdzaniu tranzystorów w pracującym układzie. Jeśli po zwarciu bazy z emiterem, w ob-
wodzie kolektora płynie nadal prąd, to tranzystor na pewno jest zepsuty i trzeba go wymienić.
Nie należy natomiast bezmyślnie zwierać bazy z kolektorem (by sprawdzić, czy tranzystor zostanie otwarty). Wprawdzie w ogromnej
większości przypadków również niczym to nie grozi, jednak w niektórych układach, na przykład we wzmacniaczach wysokiej częstot-
liwości, może to spowodować uszkodzenie tranzystora.
Prąd kolektora nie powinien płynąć także wtedy, gdy złącze baza-emiter spolaryzowane jest odwrotnie, w kierunku zaporowym (dla
tranzystora NPN odwrotna polaryzacja oznacza, że napięcie na bazie jest niższe niż na emiterze).
Specyficzne właściwości złącza baza-emiter spolaryzowanego w kierunku przewodzenia są wykorzystywane do pomiaru temperatu-
ry oraz do logarytmowania (przeprowadzania operacji matematycznych na sygnałach analogowych). Natomiast złącze baza-emiter
spolaryzowane w kierunku zaporowym może służyć jako dioda Zenera, czyli stabilizator napięcia.

32

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 3/98


Tranzystory dla początkujących (zxpro).rar > Tranzystory, cz13.pdf

Pierwsze kroki

część

13

Tranzystory
dla początkujących
Układ ze wspólnym kolektorem
W tym odcinku podam Ci garść dalszych istotnych informacji na temat wzmacniacza ze wspólnym kolektorem.

Skrajności
Teraz już wiesz bardzo dużo o wtórni-
ku emiterowym, czyli układzie ze wspól-
nym kolektorem.
Czy jednak uda się uzyskać oporność
wejściową rzędu kilku megaomów? Czy
na przykład starannie dobrany układ z ry-
sunku 7 (w poprzednim numerze EdW), z
selekcjonowanym
tranzystorem
o
wzmocnieniu 1000, indywidualnie dobra-
nymi rezystorami RB=1,2MOhm, RE=6,0kOhm
nie będzie miał rezystancji wejściowej ró-
wnej 1MOhm, i czy tym samym nie będzie
się nadawał na wejście kanału oscylosko-
pu, który planujesz zbudować? Niestety,
muszę cię rozczarować!

Rys. 12

W naszych rozważaniach upraszczaliś-
my co się da, by wyciągnąć ogólne
wnioski. Pominęliśmy na przykład wszel-
kie pojemności wewnętrzne tranzystora.
Tymczasem te pominięte czynniki spo-
wodowałyby, że przy wysokich częstotli-
wościach i dużych rezystancjach nasz
układ mógłby w pewnych warunkach
stać się... generatorem - wzbudziłby się
na wysokich częstotliwościach. Zapomnij
więc o wtórniku emiterowym, mającym
jednocześnie wielką oporność wejściową
i przenoszącym szerokie pasmo częstotli-
wości. Możesz spełnić tylko jeden z tych
warunków . Przy niewielkich wartościach
rezystancji RE pasmo przenoszenia wtór-
nika sięgnie kilkuset megaherców! Ale za
to oporność wejściowa będzie sto-
sunkowo mała
Z kolei układ z rysunku 12 ma bardzo
dużą oporność wejściową - przez zasto-
sowanie kondensatora C1 napięcie
zmienne w punkcie połączenia R1, R2 i
RB jest praktycznie równe napięciu wej-
ściowemu i dzięki temu oporność wej-
ściowa jest wielokrotnie większa niż war-
tość rezystora RB. Może ci się to wyda
dziwne, ale tak jest - jeśli cały czas za
mną nadążasz, sam spróbuj zrozumieć
dlaczego. Podpowiem tylko: wypadkowa
oporność jest stosunkiem (zmiennego)

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 3/99

napięcia wejściowego do (zmiennego)
prądu wejściowego i gdyby (zmienne) na-
pięcie na emiterze było idealnie takie sa-
mo jak na bazie, układ miałby oporność
wejściową nieskończenie wielką. Wyko-
rzystuje się tu sposób, nazywany boot-
strap. Słowo bootstrap nie ma dobrego
polskiego odpowiednika - znaczy mniej
więcej tyle, co podciąganie się do góry
przez ciągnięcie za własne sznurówki lub
za włosy. W praktyce układ z rysunku 12
może przysparzać kłopotów w zakresie
wyższych częstotliwości i należałoby
ograniczyć pasmo przenoszenia. To oczy-
wiście jest zadanie dla bardziej zaawan-
sowanych, którzy nie zdziwią się, usły-
szawszy, że układ z rysunku 12 może
mieć w pewnych warunkach ujemną (!)
rezystancję wejściową.

Problemy, problemy,
problemy
Przy okazji leciutko "potrącę" pewien
ważny, a bardzo trudny temat. Z powyż-
szych rozważań wynika, iż pomijane
w obliczeniach subtelne właściwości
tranzystora mogą stać się powodem
ogromnych kłopotów, polegających naj-
częściej na wzbudzaniu się układów na
wysokich częstotliwościach. Przyczyny
samowzbudzenia układu mogą być

63

Pierwsze kroki

Rys. 13

różne, na przykład błędnie zaprojektowa-
na płytka drukowana, czy niewłaściwe
prowadzenie przewodów połączenio-
wych. Ale niektóre problemy mają źródło
w tych pomijanych parametrach tranzy-
stora, głównie pojemnościach.
Albo już spotkałeś, albo spotkasz ukła-
dy, gdzie na wyprowadzenie bazy nakła-
dany jest mały koralik ferrytowy. To nie
żaden talizman - w ten sposób wprowa-
dza się w obwód bazy bardzo, bardzo
małą indukcyjność, i właśnie to chroni w
pewnych warunkach przed oscylacjami.
W innych układach spotkasz niewielki re-
zystor (10...100Ohm) włączony szeregowo
w obwód bazy. Na pierwszy rzut oka tak
mała rezystancja nie ma żadnego znacze-
nia. Istotnie, dla prądu stałego i przebie-
gów małej częstotliwości nie ma, ale
chroni przez samowzbudzeniem na wy-
sokich częstotliwościach.
W uproszczeniu możesz to sobie wy-
obrazić, że dla wysokich częstotliwości
wyprowadzenie bazy jest nie tylko wej-
ściem, ale w pewnym sensie wyjściem,
dlatego zachowanie tranzystora zależy
wtedy od oporności obwodów bazy. Nie
jest o żadna przesada - odszukaj w EdW
11/98 rysunek 4 na stronie 65 i przekonaj
się, że jedną z przyczyn są pojemności,
przez które sygnał z wyjścia wraca na
wejście, czyli właśnie na bazę.
Początkujący zazwyczaj uważają, że
skuteczną metodą na problemy z samo-
wzbudzaniem jest ograniczenie od góry
pasma przenoszenia przez dodanie nie-
wielkich pojemności zwierających sygna-
ły w.cz. do masy. Czasem to rzeczywiście
pomaga, ale niekiedy jeszcze pogarsza
sprawę, właśnie ze względu na omówio-
ne zjawiska. Dlatego nie ma uniwersal-
nych, prostych recept na wszystkie pro-
blemy z samowzbudzeniem wzmacnia-
czy. Przecież na-
wet tak zwane
tranzystory małej
częstotliwości
mają
częstotli-
wość graniczną
rzędu
150
...500MHz. Przy
tak
dużych
częstotliwoś-
ciach zwykły ka-
wałek drutu to
Rys. 14
znacząca induk-

64

cyjność, a zbyt mały odstęp między
ścieżkami to znacząca pojemność. Przy
takich częstotliwościach najzwyklejszy
rezystor może zachowywać się jak induk-
cyjność, albo jak pojemność! Tak! A kon-
densator może zachowywać się jak in-
dukcyjność albo rezystancja, choćby ze
względu na indukcyjność wyprowadzeń
czy straty dielektryka.
Co z tego wynika?
Żeby nie natknąć się na bardzo przykre
niespodzianki, z którymi sobie nie pora-
dzisz, nie zaczynaj od prób zaprojektowa-
nia jakichś wyrafinowanych wzmacniaczy
tranzystorowych. Pozostaw to ludziom,
którzy mają duże doświadczenie w tym
zakresie. Ty na razie zdobywaj takie do-
świadczenie, zaczynając od układów naj-
prostszych, nie stosując elementów o
ekstremalnych wartościach i nie
próbując"wydusić" z tranzystora wszy-
stkiego, co wydaje ci się możliwe. Wtedy
nie napotkasz tych koszmarnych proble-
mów i pomału, ale bezstresowo będziesz
wgryzał się w ten temat.

o zniekształceniach rzędu tysięcznych
części procenta, nie stosuj takich zwyk-
łych wtórników.
Wspomniane dwie wady zwykłego
wtórnika można wyeliminować pracując
ze stałym prądem bazy (i stałym prądem
emitera). Jak?
Wystarczy zastosować obciążenie
w postaci źródła prądowego, jak na
rysunku 13a. Na rysunku 13b możesz zo-
baczyć praktyczną realizację takiego bar-
dziej precyzyjnego wtórnika. Dziś rzadko
stosujemy takie rozwiązania, bo w zakre-
sie niskich częstotliwości do, powie-
dzmy, 100kHz, stosuje się precyzyjne
wtórniki zbudowane w oparciu o jakikol-
wiek wzmacniacz operacyjny. Jeśli ci się
chce, zastanów się, jak na parametry
wtórnika wpływa obecność źródła prądo-
wego, które dla przebiegów zmiennych
ma bardzo dużą oporność - co oznacza, iż
rezystancja RE z rysunku 4 ma dla prze-
biegów zmiennych pomijalnie dużą war-

Tylko dla ciekawskich
Podane informacje, dotyczące układu
OC w zupełności wystarczą na początek
elektronicznej kariery. Dla ciekawskich i
bardziej zaawansowanych mam jeszcze
kilka szczegółów. Zupełnie początkujący
mogą spokojnie pominąć ten śródtytuł.
Omawiając działanie wtórnika założy-
liśmy w uproszczeniu, że spadek napięcia
baza-emiter tranzystora jest stały i wyno-
si około 0,6V. W rzeczywistości ten spa-
dek napięcia zależy od prądu bazy - poró-
wnaj rysunek 6 w EdW 11/98 str. 66.
Prąd bazy zależy z kolei od prądu emitera,
a ten w sumie od napięcia, zarówno sta-
łego, jak i od wielkości przebiegu zmien-
nego. Czym większy sygnał zmienny,
tym większe zmiany napięcia baza-emiter
tranzystora.
I co z tego?
Po pierwsze spowoduje to, że zmien-
ne napięcie na wyjściu (emiterze) będzie
nieco mniejsze niż napięcie wejściowe
(na bazie). To znaczy, że wtórnik emitero-
wy ma wzmocnienie nieco mniejsze od
jedności. Nie jest to problemem, bo w
praktyce wynosi ono zwykle około 0,99 -
czym mniejszy sygnał, tym jest bliższe je-
dności.
Po drugie, napięcie baza-emiter nie
jest liniowo zależne od prądu bazy - jak
wiesz, jest to zależność logarytmiczna.
Powoduje to pewne niewielkie zniek-
ształcenia nieliniowe sygnału, tym mniej-
sze, im mniejszy jest sygnał zmienny.
W ogromnej większości przypadków ta-
kie zniekształcenia spokojnie pomijamy,
ale gdybyś budował jakiś superprecyzyj-
ny wzmacniacz czy przedwzmacniacz

Rys. 15

tość, rzędu co najmniej kilkudziesięciu
kiloomów. Jak to wpłynie na transfor-
mację impedancji?
To jeden szczegół dla ciekawskich.
Teraz drugi.
Dowiedziałeś się, że napięcie stałe na
wyjściu (emiterze) różni się od napięcia
na bazie o około 0,6V. A jak to jest przy
zmianach temperatury? Oczywiście na-
pięcie to zmienia się, i to znacznie, ze
współczynnikiem około -2,2mV/°C. Tym-
czasem w pewnych sytuacjach, gdy
wtórnik ma przenosić nie tylko sygnały
zmienne, ale także stałe, powinien być
stabilny pod względem termicznym.
Czy to możliwe?
Rozwiązanie jest proste: zastosowa-
nie układu z rysunku 14 zapewnia, że na-
pięcie wyjściowe jest równe napięciu
wejściowemu, a wpływ zmian tempera-
tury radykalnie się zmniejsza, zwłaszcza
gdy tranzystory są podobnego typu, po-
zostają w jednakowej temperaturze,
a prądy emiterów są równe.
Teraz trzeci szczegół.
Poprzednie wyliczenia pokazały czarno
na białym, że oporność wyjściowa wtór-
nika jest znacznie mniejsza niż oporność

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 3/99

Pierwsze kroki

Rys. 16

wyjściowa źródła sygnału. Czy zauważy-
łeś, że zwiększenie rezystancji RE wydaje
się korzystne? Przy okazji zmniejszymy
radykalnie pobór prądu i straty mocy.
Przemyśl to!
Czy przykład ze źródłem prądowym w
obwodzie emitera (rysunek 13) przeko-
nał cię, że zwiększanie RE jest uzasadnio-
ne?
Jeśli tak, popatrz na rysunek 15. W
układzie z rysunku 4 zwiększyliśmy rezy-
stancje RB i RE do 60kOhm. Niby wszystko
jest w porządku. Jaka będzie rezystancja
wejściowa całego wtórnika dla przebie-
gów zmiennych? Z podanych wyliczeń
wynikałoby, że wynosi około 30kOhm, bo
tym razem wpływ RE jest niewielki i decy-
dujący wpływ ma rezystancja RL. Ale czy
nie wydaje ci się podejrzane, że rezystan-
cja emiterowa jest tak duża, a rezystancja
obciążenia tak mała? Jeśli cię to trochę
niepokoi, masz rację!
Żeby pokazać ci problem i nie mącić
obrazu obecnością kondensatora wy-
jściowego, przeanalizujmy wtórnik z ry-
sunku 16a. Załóżmy, że zmienne napięcie
wyjściowe w układzie z rysunku 16 po-
winno wynosić 12Vpp, a konkretnie w
dodatnich szczytach +6V, w ujemnych
"dolinach" -6V. Przy oporności RL równej
1kOhm, w tych szczytach przez obciążenie
powinien płynąć prąd o chwilowej war-
tości równej 6mA.
Przy sygnałach dodatnich względem
masy tranzystor się otwiera i to on do-
starcza potrzebnego prądu. Nie ma tu
ograniczeń - tranzystor dostarczy tyle
prądu, ile trzeba, by napięcie na emiterze
nadążało za napięciem bazy. Jasne?
Gorzej jest, gdy napięcie wejściowe
spada poniżej napięcia masy. Wtedy tran-
zystor się przytyka a może nawet całko-
wicie zatyka,
a "ujemny" prąd obcią-
żenia płynie przez rezystor RE. I tu zaczy-
na się problem. Przy podanych napię-
ciach nawet gdy tranzystor zupełnie nie
przewodzi, maksymalny "ujemny" prąd
obciążenia jest ograniczony wartościami
RE i napięcia zasilającego do około 99uA.
Większy być nie może (Imax = -Uzas / (RE
+ RL)), wobec tego największe ujemne
napięcie na obciążeniu RL wyniesie tylko:

99uA * 1kOhm = 99mV
Wynika z tego, że
wtórnik z rysunku 16a
może prawidłowo pra-
cować, ale tylko z syg-
nałami o amplitudzie
nie większej niż 99mV
(198mVpp). Przy wię-
kszych
amplitudach
przebieg wyjściowy (je-
go
ujemna część)
będzie
koszmarnie
zniekształcony, jak po-
kazuje to rysunek 16b.
Jak temu zaradzić? Oczywiście wy-
starczy zmniejszyć RE. Ściślej biorąc,
wszystko zależy od dwóch czynników:
wymaganej wartości zmiennego napięcia
wyjściowego oraz maksymalnego prądu
"ujemnego", wyznaczonego przez szere-
gowe połączenie RE i RL. Moglibyśmy tu
wyprowadzić od-
powiednie wzory,
ale nie są one ko-
nieczne. Powróć
do rysunku 15 i
zrozum
istotę
problemu - aby
nie było zniek-
ształceń, wyma-
gana maksymal-
na (szczytowa)
Rys. 17 a
wartość zmienne-
go prądu płynące-
go przez obciążenie musi być mniejsza
od połowy (stałego) spoczynkowego
prądu, płynącego przez RE. Sam zasta-
nów się, dlaczego "od połowy" - przy o-
kazji zrozumiesz, dlaczego w podręczni-
kach jest napisane, że oporność wyjścio-

wa wtórnika dla dużych sygnałów jest ró-
wna rezystancji RE.
Ściślej biorąc, przedstawiony wtórnik
ma małą oporność wyjściową dla prze-
biegów dodatnich, a dużą (równą RE) tyl-
ko dla dużych sygnałów ujemnych.
Jakie to ma konsekwencje prakty-
czne? Przy niewielkich opornościach ob-
ciążenia RL musisz stosować odpowie-
dnio małe wartości RE, czyli zwiększać
prąd spoczynkowy. Często jest to niepo-
żądane, bo chcemy utrzymać mały pobór
prądu, nie rezygnując z małej rezystancji
wyjściowej także przy dużych sygnałach.
Czy jest na to rada?
Dobrym, często stosowanym w prak-
tyce rozwiązaniem jest wykorzystanie
wtórnika komplementarnego. Oczy-
y
wiście nie takiego z rysunku 17a, bo ten
wprowadzałby ogromne zniekształcenia
"w strefie przejściowej". Praktyczny
przykład wypróbowanego wtórnika kom-
plementarnego znajdziesz na rysunku
17b. Taki układ stosowany był w genera-
torze o częstotliwości do 1MHz, za-
pewniał stałą rezystancję wyjściową
równą 50Ohm. Zamiast tranzystorów BC211
i BC313 można użyć jakichkolwiek innych
o mocy strat 1W i wzmocnieniu powyżej
100. Mogą to być popularne tranzystory
rodziny BD135...140, lub podobne śre-
dniej mocy, ale należy się upewnić, czy
mają wzmocnienie prądowe większe niż
60...70. Jeśli nie jest potrzebna tak mała
rezystancja wyjściowa (50Ohm) i układ
będzie obciążany większą rezystancją,
nie trzeba montować wyjściowego dziel-
nika i zamiast tranzystorów BC211 i
BC313 grupy 10 zastosować jakiekolwiek
tranzystory komplementarne małej mo-
cy, np. BC548B, BC558B.

Rys. 17 b

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 3/99

65

Pierwsze kroki
Na koniec roz-
ważań o wzmac-
niaczu OC podam
ci jeszcze kilka
wyjaśnień. Rysu -
nek 18 pokazuje
przykład wykorzy-
stania go w pro-
ściutkim stabiliza-
torze
Rys. 18
Jeśli weźmiesz
schemat wzmacniacza mocy audio na
tranzystorach bipolarnych, to najprawdo-
podobniej tranzystory wyjściowe również
pracują tam w układzie OC.
Jak widzisz, wzmacniacz OC jest wy-
korzystywany nie tylko w obwodach ma-
łych sygnałów stałych i zmiennych.
I jeszcze sprawa częstotliwości grani-
cznych.
W układach z kondensatorem na wej-
ściu (np. rysunki 1, 4, 15) pasmo przeno-
szenia jest ograniczone od dołu przez po-
jemność tego kondensatora wejściowe-
go. Pojemność ta tworzy z całkowitą re-
zystancją wejściową filtr górnoprzepusto-
wy o częstotliwości granicznej
f(-3dB) = 1 / 2?RC

W praktyce pojemność wejściowa nie
może być mniejsza niż:
C = 160 / f R
gdzie R - całkowita rezystancja wej-
ściowa (tranzystora i rezystorów polary-
zujących) w kiloomach, f - częstotliwość
graniczna w hercach, pojemność C wy-
chodzi w mikrofaradach.
W praktyce pojemność C powinna być
przynajmniej 3-krotnie większa, bo wzór
dotyczy spadku poziomu o 3dB.
To samo dotyczy pojemności wyjścio-
wej, oddzielającej RE od RL. Wymaganą
pojemność oblicza się z ostatniego wzo-
ru, podstawiając wartość RL. Te dwie po-
jemności ograniczają pasmo od dołu. Ale
często wtórniki przenoszą też przebiegi
stałe, jak układ z rysunku 17b.

Jeśli chodzi o górę pasma, to teorety-
cznie wtórnik mógłby pracować aż do
częstotliwości granicznej tranzystora
(tranzystorów), wynoszącej ponad sto
megaherców. W praktyce przy wię-
kszych amplitudach pasmo ogranicza od
góry pojemność obciążenia, dołączona
równolegle do RL, na rysunku 19 ozna-
czona CL. Składają się na nią pojemności
montażowe i pojemność samego obcią-
żenia. Konieczność przeładowania po-
jemności prądem płynącym przez RE po-
woduje takie same ograniczenia, jak przy
małej wartości RL (porównaj rysunki 15 i
16). Zresztą pojemność CL można trakto-
wać jako dodatkową oporność (reak-
tancję) malejącą ze wzrostem częstotli-
wości. Inaczej mówiąc, przy bardzo du-
żych częstotliwościach oporność (impe-
dancja) obciążenia maleje ze względu na
obecność pasożytniczych pojemności ob-
ciążających wyjście.
I tyle informacji mam dla ciebie na te-
mat układu OC.
W następnym odcinku przyjrzymy się
wzmacniaczowi tranzystorowemu w
układzie wspólnego emitera.
Piotr Górecki

Rys. 19

66

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 3/99


Tranzystory dla początkujących (zxpro).rar > Tranzystory, cz16.pdf

Pierwsze kroki

Tranzystory
dla początkujących

część

16

Realizacje praktyczne
Po zapoznaniu się z właściwościami wzmacniacza ze wspólnym emiterem masz wszystkie informacje potrzebne do
samodzielnego zaprojektowania takiego wzmacniacza.
Dziś wspólnie wykonamy dwa przykłady. Co trzeba wiedzieć na wstępie i jekie przyjąć założenia.

Projektowanie
wzmacniacza OE
W podręcznikach spotkasz różne sche-
maty i różne sposoby obliczeń. Nie ma
jednego, najlepszego schematu i sposo-
bu. Możesz na przykład wykorzystać
" przejrzysty " układ z rysunku 10 (EdW
4/99). Nie znaczy, że powinien się on stać
podstawą konstruowanych przez Ciebie
wzmacniaczy. Czasem wykorzystasz
któryś układ z rysunku 9. Ale w praktyce
i tak najczęściej będziesz wykorzystywał
wzmacniacze operacyjne (zajmiemy się
tym już niedługo). Tranzystory będziesz
stosował raczej tylko w układzie wtórnika
(ze wspólnym kolektorem) oraz w ukła-
dach przełączających. Ale nie wypada,
byś nie potrafił w razie potrzeby zaprojek-
tować wzmacniacza tranzystorowego.
Spróbujmy więc zaprojektować wspólnie
dwa wzmacniacze w układzie OE.
1. Pierwszy - wzmacniacz mikrofonu
dynamicznego - powinien mieć wzmoc-
nienie dla przebiegów zmiennych (aku-
stycznych) równe 20, a zniekształcenia
powinny być możliwie małe. Napięcie za-
silające wynosi 12V.

2. Drugi, przeznaczony do jakiegoś
urządzenia sygnalizacyjnego ma wzmac-
niać przebiegi zmienne (akustyczne) z mi-
krofonu elektretowego jak najwięcej,
a poziom zniekształceń nie ma znaczenia.
W każdym przypadku musisz nie tylko
skupić się na wzmacniaczu, ale też
uwzględnić " co siedzi " na wyjściu i wej-
ściu.
Przykład 1
Niech w pierwszym przypadku mikro-
fon dynamiczny ma rezystancję wewnę-
trzną 200Ohm, a wyjście projektowanego
wzmacniacza będzie obciążone rezystan-
cją następnego stopnia równą 10kOhm. Za-
stosujemy układ z rysunku 10. Aby sygnał
nie był niepo-
trzebnie tłu-
miony, rezy-
stancja wej-
ściowa nasze-
go wzmacnia-
cza powinna
być 5...10 razy
większa od re-
zystancji we-
wnętrznej mi-
krofonu, a re-
Rys. 10

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 6/99

zystancja wyjściowa naszego wzmacnia-
cza 5...10 razy mniejsza od rezystancji ob-
ciążenia. Rezystancja wyjściowa wzmac-
niacza OE jest równa rezystancji rezysto-
ra w kolektorze - a więc rezystor Rc powi-
nien mieć wartość 1...2,2kOhm. Przyjmijmy
wartość 2,2kOhm, by zmniejszyć prąd pobie-
rany przez nasz wzmacniacz. Jeśli
wzmocnienie ma być równe 20, wypad-
kowa " rezystancja emiterowa " musi wy-
nieść 110Ohm. Aby zwiększyć stabilność
stałoprądowego punktu pracy, niech rezy-
stancja emiterowa dla prądu stałego RE1
wynosi na przykład RC/5, czyli około
470Ohm. Teraz należy jeszcze dobrać rezy-
story dzielnika w obwodzie bazy.
Przy dobieraniu rezystorów w obwo-
dzie bazy należy wziąć pod uwagę kilka
czynników. Dzielnik należy dobrać tak, by
napięcie stałe na kolektorze było ustawio-
ne " w połowie zakresu roboczego " . Ponie-
waż w tym przypadku wzmacniamy nie-
wielkie sygnały mikrofonowe, bez zasta-
nowienia możemy ustawić napięcie ko-
lektora równe połowie napięcia zasilają-
cego. Dzielnik RB1, R B2 w układzie z ry-
sunku 24 ma dać na bazie takie napięcie
stałe, by na kolektorze napięcie stałe
wynosiło około 6V. Wynika stąd,

35

Pierwsze kroki

Rys. 24

że prąd kolektora wyniesie około
6V/2,2kOhm=2,7mA, a napięcie na rezysto-
rze RE1 1,27V. Stąd napięcie stałe na ba-
zie (i rezystorze RB2 powinno wynosić
mniej więcej 1,27V+0,6V=1,87V, a na RB1
około (12-1,87) 10,13V. Przy założeniu, że
nie zastosujemy jakiegoś archaicznego
tranzystora z odzysku, śmiało możemy
założyć, że współczynnik wzmocnienia
prądowego ? nie będzie mniejszy niż
100. Tym samym prąd bazy nie będzie
większy niż 2,7mA/100=27uA. Prąd dziel-
nika w obwodzie bazy powinien być kilka-
krotnie większy od maksymalnego
spodziewanego prądu bazy. Niech będzie
10-krotnie większy: 10*27uA=0,27mA.
Suma rezystancji dzielnika (dla ułatwienia
pomijamy prąd bazy) wyniesie więc oko-
ło (12V/0,27mA) 44kOhm. W pierwszym
przybliżeniu (znów pomijając prąd bazy)
możemy przyjąć, że stosunek rezystancji
RB1/RB2 musi być równy stosunkowi na-
pięć na nich występujących czyli, około
(10,13V/1,87V) 5,42 do 1. Nietrudno obli-
czyć, że rezystancja RB2 wyniesie mniej
więcej 44kOhm/(5,42+1) czyli 6,8kOhm, a RB1
(5,42*6,8kOhm) 36kOhm. W tych uproszczo-
nych obliczeniach pominąłem prąd bazy
(nie większy niż 27uA). Nie zmieni to
w istotnym stopniu warunków pracy, ale
w praktycznym układzie można zmierzyć
rzeczywiste napięcie stałe na kolektorze
i ewentualnie skorygować wartość które-
gokolwiek z rezystorów RB1 lub RB2.
Aby wzmocnienie napięciowe wynio-
sło 20, wypadkowa rezystancja emitero-
wa dla przebiegów zmiennych powinna
być równa 110Ohm. Na tę rezystancję złożą
się wewnętrzna rezystancja emiterowa
re, wynosząca około 10Ohm (26mV/2,7mA)
i równoległe połączenie RE1 i RE2 (100Ohm).
Ponieważ RE1 ma wartość 470Ohm, RE2 mu-
si mieć wartość
RE2= RE*RE1 / (RE1-RE)
RE2 = 100Ohm*470Ohm / (470Ohm-100Ohm) =
47000/370 = 127Ohm.
W praktyce zastosujemy najbliższą
wartość z szeregu, czyli 120Ohm lub 130Ohm.
Wypadałoby jeszcze sprawdzić, jaką
rezystancję wejściową będzie mieć nasz
wzmacniacz. Sam tranzystor (o wzmoc-

36

nieniu co najmniej 100) bę-
dzie miał rezystancję wejścio-

nie
mniejszą
niż
100*100Ohm czyli 10kOhm. Rezy-
stancja wejściowa całego
wzmacniacza dla przebiegów
zmiennych będzie równa rów-
noległemu połączeniu tej re-
zystancji wejściowej tranzy-
stora (min. 10kOhm) i rezystancji
RB1, RB2 (6,8kOhm, 36kOhm).
Nietrudno obliczyć, że wy-
niesie ona co najmniej
(10kOhm||6,8kOhm||36kOhm) 3,6kOhm.
To bardzo dobrze, bo rezystancja wejścio-
wa jest ponad 10 razy większa od rezy-
stancji wewnętrznej mikrofonu (mikrofon
200-omowy nie powinien być obciążony
rezystancją mniejszą niż 1kOhm).
Ostatecznie układ będzie wyglądał jak
na rysunku 24.
Do pełni szczęścia brakuje jeszcze
wartości pojemności. Dla najniższych
częstotliwości roboczych (przyjmujemy
20Hz) reaktancja pojemnościowa powin-
na być mniejsza niż współpracująca z nią
rezystancja. Dla C1 będzie to re-
zystancja wejściowa (3,6kOhm),
dla C2 - rezystancja RE2 (120Ohm),
dla C3 - RL (10kOhm).
Skorzystamy ze wzoru
C= 0,16 / (f R)
pamiętając, że gdy podajemy
częstotliwość w hercach, a re-
zystancję w omach to, wynik
wychodzi w faradach.
Stąd minimalne pojemności
C1 - 2,2uF
C2 - 67uF
Rys. 25
C3 - 800uF
Zastosujemy wartości więk-
sze, na przykład:
C1 - 4,7uF
C2 - 100uF
C3 - 4,7uF
W obliczeniach tych nie zajmowaliśmy
się poziomem zniekształceń i szumów.
Wiedza, którą już posiadłeś zapewne
podpowiada, że należałoby zastosować
stabilizację lub filtrację napięcia zasilają-
cego. Nie będę tego omawiał, ponieważ
to jest już wyższy stopień wtajemnicze-
nia i wymaga wielu dodatkowych infor-
macji. Nie będziemy się w to wgłębiać,
ponieważ dziś wzmacniacze o wysokich
parametrach budujemy z wykorzysta-
niem układów scalonych. Podany przy-
kład ma tylko pokazać, jak można w pro-
sty (wystarczający w praktyce) sposób
obliczyć elementy wzmacniacza. Pamię-
taj, że takie obliczenia nie uwzględniają
wszystkich szczegółów i że po zbudowa-
niu wzmacniacza warto sprawdzić napię-
cie stałe na kolektorze i wartość wzmoc-

nienia i w razie potrzeby skorygować
wartość tego czy innego rezystora.
W każdym razie zawsze musisz
uwzględnić zarówno rezystancję źródła
sygnału - wzmacniacz musi mieć rezy-
stancję wejściową (kilkakrotnie) większą
niż rezystancja wewnętrzna źródła oraz
rezystancję obciążenia - rezystancja wyj-
ściowa (praktycznie wartość RC) powinna
być mniejsza niż zewnętrzna rezystancja
obciążenia. W przypadku, gdy zewnętrz-
na rezystancja obciążenia jest mała, nale-
ży dodać na wyjściu wtórnik emiterowy.
Przykład 2
Drugi wzmacniacz ma wzmacniać
przebiegi z dwukońcówkowego mikrofo-
nu elektretowego (który możemy śmiało
traktować jako źródło prądowe), a obcią-
żeniem jest wejście bramki CMOS
(Schmitta). Tym samym rezystancja ob-
ciążenia tym razem jest bardzo duża i wy-
nosi setki megaomów. Zastosujemy
zmodyfikowany schemat z rysunku 9b -
ostatecznie układ będzie wyglądał jak na
rysunku 25.

Analizę zaczniemy tym razem od wej-
ścia. Mikrofon elektretowy, będący
w istocie źródłem prądowym (dzięki obe-
cności wbudowanego weń tranzystora
polowego) daje sygnał proporcjonalny do
wartości rezystora obciążenia. W roli ob-
ciążenia mikrofonu zastosujemy poten-
cjometr o wartości 10kOhm, by móc regulo-
wać czułość układu. Rezystancja wejścio-
wa naszego wzmacniacza powinna być
większa od rezystancji potencjometru
i powinna wynosić co najmniej kilkadzie-
siąt kiloomów. Na razie pomińmy rezy-
stancję RB2. Rezystancja wejściowa sa-
mego tranzystora w takim układzie pracy
będzie równa wewnętrznej rezystancji re
pomnożonej przez wzmocnienie prądo-
we tranzystora. Ponieważ rezystancja
wejściowa tranzystora ma być duża, co
najmniej 50kOhm, zastosujemy tranzystor
BC548 z grupy B lub C o wzmocnieniu
prądowym nie mniejszym niż 200. Przy
danych wartościach wewnętrzna rezy-
stancja tranzystora re nie może być mniej-

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 6/99

Pierwsze kroki
sza niż 250Ohm (50kOhm/200). Rezystancja re
zależy od prądu kolektora (re=26mV/IC).
Stąd prąd kolektora nie może być więk-
szy niż 0,1mA (26mV/250Ohm). Może być
mniejszy - wtedy rezystancja wejściowa
będzie jeszcze większa.
Przy wzmocnieniu prądowym powyżej
200 prąd bazy (płynący z kolektora przez
RB1, RB2) będzie mniejszy niż 0,5uA.
Oczywiście wartości RB1, RB2 powinny
być możliwie duże. Jeśli założymy ma-
ksymalny spadek napięcia na tych oporni-
kach równy 0,5V, to ich sumaryczna rezy-
stancja powinna wynosić około 1MOhm
(0,5V/0,5uA). Mogą to więc być dwa re-
zystory o wartości 470...510kOhm. Przy tak
dużych rezystancjach pojemność C3 nie
musi być duża - dla najmniejszych często-
tliwości użytecznych (powiedzmy 50Hz)
reaktancja tego kondensatora powinna
być kilkakrotnie mniejsza od wartości
tych rezystorów (powiedzmy Xc=100kOhm).
Stąd minimalna pojemność
C2min = 1 / (2*?*f*Xc) = 0,16 / (f*Xc)
C2min = 0,16 / (50Hz*0,1MOhm) =
0,033uF=33nF
My zwiększymy tę pojemność do
100nF. Taką też pojemność może mieć
kondensator C1.
Spadek napięcia na rezystorach RB1,
RB2 jest mniejszy niż 0,5V, stąd napięcie

na kolektorze tranzystora nie będzie
większe niż 1...1,1V (napięcie UBE tranzy-
stora plus spadek napięcia na rezystorach
RB1, RB2). Tym samym napięcie na rezy-
storze RC (rysunek 25) wyniesie około 8V.
Prąd kolektora powinien być mniejszy niż
0,1mA, stąd wartość RC nie powinna być
mniejsza niż 80kOhm (8V/0,1mA). Przyjmie-
my " okrągłą " wartość 100kOhm. Tak duża
wartość RC tym razem jest dopuszczalna,
ponieważ zewnętrznym obciążeniem jest
wejście bramki CMOS, mające ogromną
(pomijalnie wielką) rezystancję. W rezul-
tacie wzmocnienie wzmacniacza nie po-
winno
być
mniejsze
niż
400
(100kOhm/250Ohm), co z powodzeniem po-
winno wystarczyć. W praktyce może być
zauważalnie mniejsze ze względu na
wpływ h22, ale i tak zapewne wystarczy.
I to w zasadzie koniec obliczeń.
Tym razem konieczne jest zastosowa-
nie obwodu R1C1 filtrującego napięcie
zasilające mikrofonu. Bez tego obwodu,
ze względu na duże wzmocnienie, układ
w pewnych warunkach mógłby się wzbudzać.
Ktoś mógłby jeszcze zaproponować
zwiększenie rezystancji RC do na przykład
4,7MOhm (RB1, RB2 do 22MOhm) by jeszcze
zwiększyć rezystancję wejściową. Taka
operacja jest jednak ryzykowna z kilku
powodów. Po pierwsze przy bardzo ma-

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 6/99

łych prądach tranzystor może mieć zde-
cydowanie mniejsze wzmocnienia. Po
drugie wzmocnienie napięciowe może
zostać ograniczone przez nieuwzględnio-
ne w obliczeniach właściwości tranzysto-
ra reprezentowane przez parametr h22.
Po trzecie należy pamiętać nie tylko o re-
zystancji, ale też o pojemności obciąże-
nia. Pojemność wejściowa bramki CMOS
wynosi 5...10pF. Przy częstotliwości
10kHz będzie to oporność (reaktancja) rzędu
Xc = 0,16 / (10kHz*10pF) = 1,6MOhm
czyli mniejsza niż rezystancja RC. Jak
z tego widać, nadmierne zwiększanie RC
spowoduje obcięcie pasma od strony wy-
sokich częstotliwości. Lepszym, choć
bardziej kłopotliwym sposobem byłoby
zastosowanie obciążenia w postaci
źródła prądowego, ale to wymaga użycia
dodatkowych elementów.
I to wszystko, co powinieneś wiedzieć
o układzie OE. Upewnij się, czy wszystko
zrozumiałeś, jeśli nie - albo popytaj znajo-
mych, albo napisz do mnie.
W następnym odcinku zajmiemy się
króciutko wzmacniaczem ze wspólną ba-
zą i kilkoma innymi ciekawymi zagadnie-
niami.
Piotr Górecki

37


Tranzystory dla początkujących (zxpro).rar > Tranzystory, cz10.pdf

Pierwsze kroki

część

10

Tranzystory
dla początkujących
Modele, modele
W poprzednich odcinkach zapoznałem cię szeroko z bardzo ważnymi w praktyce parametrami tranzystora,
związanymi z jego mocą strat i temperaturami. Już niedługo zajmiemy się kolejnymi zagadnieniami
związanymi z tranzystorem. Zapoznasz się z podstawowymi, można powiedzieć - klasycznymi,
układami pracy tranzystora w obwodach prądu zmiennego.
W jednym z poprzednich odcinków
przedstawiłem ci podstawowe zasady
pracy tranzystora w roli przełącznika. Tak
się (dziwnie) składa, że wraz z postępem
techniki i technologii, w ogóle coraz rza-
dziej stosujemy pojedyncze tranzystory,
a jeśli już stosujemy, to zwykle właśnie
w roli elementów przełączających, a nie
w roli wzmacniaczy sygnałów zmien-
nych. Natomiast do wzmacniania sygna-
łów zmiennych najczęściej stosujemy
wzmacniacze operacyjne lub specjalizo-
wane scalone przedwzmacniacze i

wzmacniacze mocy audio. Niemniej jed-
nak w podręcznikach szkolnych nadal
poświęca się dużo miejsca i uwagi właś-
nie podstawowym układom pracy tranzy-
stora i co tu ukrywać - większość u-
czniów ma tego serdecznie dosyć.
Niechęć ta jest nawet uzasadniona, bo w
praktyce nikt dziś nie projektuje układu
wzmacniacza ze wspólną bazą, a co naj-
wyżej jakiś prościutki wzmacniaczyk w u-
kładzie wspólnego emitera lub jeszcze
prostszy bufor w układzie wspólnego ko-
lektora. I właśnie w takich sytuacjach i ty

Rys. 1 Najprostszy model tranzystora

Rys. 2 Model ze źródłem prądowym

64

być może będziesz musiał skorzystać z
pewnych informacji podawanych w kata-
logu. Choć więc generalnie nie będziesz
wykorzystywał książkowej wiedzy na te-
mat podstawowych wzmacniaczy prze-
biegów zmiennych, jednak nie wypada,
byś nie znał i nie rozumiał głównych ukła-
dów pracy tranzystora. Dlatego przynaj-
mniej jeden odcinek będzie poświęcony
jednotranzystorowym wzmacniaczom ze
wspólnym kolektorem, wspólnym emite-
rem i wspólną bazą.
Ale wcześniej muszę cię wprowadzić
do pewnego bardzo ważnego zagadnie-
nia. Dlatego w tym odcinku będziemy
trochę teoretyzować. Zapoznam cię w
niezbędnym zakresie z modelem fizy-
cznym tranzystora a za miesiąc zapoz-
nam cię jeszcze z czwórnikami. Dopiero
to otworzy ci drogę do zrozumienia para-
metrów i sposobów opisu spotykanych
w katalogach i podręcznikach - a wierz
mi, to bywa potrzebne nawet w praktyce
hobbysty. Zaciśnij więc zęby i zapoznaj
się z tym materiałem, bo musisz to przy-
najmniej z grubsza rozumieć, o ile tylko
naprawdę chcesz być prawdziwym elek-

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 11/98

Pierwsze kroki

Rys. 3 Model Ebersa-Molla
M

tronikiem. I obiecuję ci, że przedstawię
tu niezbędne minimum - informacje na-
prawdę konieczne do zrozumienia i upo-
rządkowania wielu zagadnień porusza-
nych w podręcznikach i katalogach.
W następnym numerze znów króciut-
ko przypomnimy sobie pojęcie ,,czarnej
skrzynki". Ale najpierw powrócimy do
bardzo uproszczonego modelu tranzy-
stora.

Modele tranzystora
Dowiedziałeś się już (może nawet
zmierzyłeś omomierzem), że tranzystor
bipolarny to jakby połączenie dwóch
diod, jak widać na rysunku 1. Ale tranzy-
stor to coś więcej niż dwie diody. Swego
czasu do znudzenia tłumaczyłem ci poj-
ęcie źródła prądowego i w końcu doszliś-
my do wniosku, że działanie tranzystora
z grubsza odpowiada działaniu wyimagi-
nowanego układu, pokazanego na rysun-
ku 2. To właśnie jest bardzo prosty, ale
jakże przydatny model tranzystora.
Proste? Ale czy to już wszystko?
Właśnie! Nie tak prędko! Bo czy na
przykład nasz tranzystor wzmacnia je-
dnakowo napięcia stałe, przebiegi zmien-
ne małej częstotliwości i przebiegi w.cz?
Na razie nie wiemy, ale chyba nie... Prze-
cież analizując działanie tranzystora do-
tychczas rozpatrywaliśmy tylko działanie
dla prądów stałych.
Jakiś czas temu tłumaczyłem ci, że
gdybyśmy chcieli bardzo dokładnie opi-
sać zachowanie i wszystkie parametry
rzeczywistych układów (w tym szczegól-
nie tranzystorów), to musielibyśmy u-
względnić całą masę różnych czynników,
z których prawdę mówiąc, niektóre rze-
czywiście mają znaczny wpływ, ale inne
dają o sobie znać w bardzo małym stop-
niu. Nie masz chyba wątpliwości, że w
praktyce pomijamy te mało znaczące
czynniki, upraszczamy zagadnienie i szu-
kamy sposobów na jak najprostsze
przedstawienie działania układu. Przy-
jmujemy uproszczone modele. Takimi
modelami są ,,czysta" rezystancja,
,,czysta" pojemność, ,,czysta" indukcyj-
ność, idealne źródło prądowe czy napię-
ciowe i z ich pomocą utworzyliśmy bar-

dzo uproszczony model tranzystora z ry-
sunku 2.
Ten model pokazuje nam z grubsza,
jak zachowuje się tranzystor. W tym mo-
delu kluczowymi parametrami są:
wzmocnienie prądowe (stosunek prądu
kolektora do prądu bazy), które oznaczy-
liśmy ? oraz napięcie przewodzenia
złącza baza-emiter. To rozumiesz dobrze.
Ale niestety, tranzystor to bardzo kap-
ryśne zwierzę. Nie zdziwisz się więc, że
to monstrum, które znajdziesz na rysun- Rys. 4 Model hybryd ? dla konfiguracji WE
ku 3 to bardziej precyzyjny model tranzy-
stora. Jest to tak zwany model Ebersa- ma końcówkami płynie prąd, czy nie.
Molla (od nazwisk uczonych, którzy go Model z rysunku 2 okazał się pożyteczny
zaproponowali). Na tym modelu znaj- przy obliczaniu prostych układów prze-
dziesz dwie znajome ,,diody" z rysunku łączających. Model z rysunku 3 i podob-
1 oraz źródło prądowe z rysunku 2. Po ne są wykorzystywane w programach
chwili zastanowienia uznasz, że rzeczy- symulacji komputerowej.
Wszystko jasne. A teraz mam dla cie-
wiście wszystko pasuje, bo spolaryzo-
waną zaporowo ,,diodę kolektorową" na bie kolejną ważną sprawę. Ważną, a zu-
rysunku 2 pominięto. Może trochę zanie- pełnie nie rozumianą przez większość
pokoi cię drugie źródło prądowe między początkujących, którzy od początku są
bazą a emiterem, ale zapewne te dwa przerażeni stopniem trudności zagadnie-
źródła można zastąpić jednym pokaza- nia.
Spójrz na rysunek 4 przedstawiający...
nym na rysunku 2. Także zaznaczone po-
jemności nie wzbudzą wątpliwości - na Co? No właśnie, według mądrych ksią-
pewno w dość skomplikowanym two- żek jest to ,,model hybryd ? tranzystora
rze, jakim jest tranzystor, występują ja- dla konfiguracji WE". I tu właśnie wielu
początkujących popada w rozpacz: prze-
kieś pojemności.
Czy mając taki model i opisujące go cież taki model w niczym nie przypomina
równania, wiemy już wszyściutko o tran- łatwego do intuicyjnego pojęcia modelu
tranzystora z rysunków 1...3. Czarna roz-
zystorze?
Niestety nie! W głębokiej tajemnicy pacz! Pół biedy, że model jest tak skom-
mogę ci zdradzić, że nawet ten dość zło- plikowany - najgorsze jest to, że nie ma
żony model z rysunku 3 (wraz z opi- tu żadnych diod, tylko rezystancje, kon-
sującymi go równaniami matematyczny- duktancje (odwrotność rezystancji), po-
mi) też nie przedstawia calusieńkiej praw- jemności i źródło prądowe. Dlaczego tak
dy o tranzystorze. Na przykład w progra- jest? Gdzie się podziały diody? Właśnie
mach komputerowych stosowany jest u- ten brak diod wprowadza zamieszanie w
lepszony model, zwany modelem Gum- umysłach początkujących. Głębokie (i
słuszne) przekonanie, że w obwodzie ba-
mela-Poona, ale i on nie jest doskonały.
Co prawda znamy fundamentalne pra- za-emiter występuje przecież dioda, a
wa fizyki, na których opiera się działanie ściślej złącze półprzewodnikowe, nasu-
tranzystora i znamy też równania mate- wa wniosek, że oto przekroczono gra-
matyczne dokładnie opisujące działanie nicę zdrowego rozsądku i wkroczono w
tranzystora, ale są to (uważaj!) nielinio- dziedzinę elektronicznej czarnej magii.
A więc wobec modelu z rysunku 4
we równania drugiego rzędu z pocho-
dnymi cząstkowymi, które nie mają ogól- mamy dwa zarzuty: brak diod (złącz) i
nego rozwiązania, a po ich linearyzacji brak obwodów zasilania.
rozwiązania mają bardzo złożoną postać
szeregów nieskończonych.
Rys. 5 Przykładowy układ pomiarowy parametrów zmien -
Niewesoła historia!
noprądowych tranzystora
Właśnie dlatego konie-
cznością jest stosowanie mo-
deli uproszczonych. Na ile u-
proszczonych? To oczywiście
zależy już od dokładności wy-
ników obliczeń, jakie chcemy
uzyskać oraz od warunków
pracy tranzystora. Jeśli chce-
my sprawdzić, czy tranzystor
nie jest uszkodzony, to wyko-
rzystujemy model z rysunku
1 i omomierzem sprawdza-
my, czy między danymi dwo-

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 11/98

65

Pierwsze kroki

Rys. 6 Charakterystyka wejściowa tranzystora

Temat wcale nie jest taki trudny, jak
mogłoby się wydawać na pierwszy rzut
oka. Kluczem do jego zrozumienia jest
jedno sformułowanie: o ile modele z ry-
sunków 1...3 są ogólnymi (powiedzmy u-
niwersalnymi) modelami tranzystora, o
tyle rysunek 4 pokazuje model dotyczący
jedynie prądów zmiennych (ściślej sinu-
soidalnych o małych amplitudach i nie-
zbyt wielkich częstotliwościach).
W samej rzeczy nie jest to - powie-
dzmy obrazowo - model ,,gołego" tran-
zystora. W tym wypadku model przed-
stawia zachowanie tranzystora odpowie-
dnio zasilanego i spolaryzowanego.
Właśnie dlatego, że jest to model słu-
szny tylko dla sygnałów zmiennych. Ob-
wody zasilania i polaryzacji muszą wy-
stąpić w każdym realnym wzmacniaczu,
ale tu chodzi o model przedstawiajacy
zachowanie tranzystora dla przebiegów
zmiennych, więc obwody te po prostu
pominięto Ot i cała tajemnica!
Dla zakresu wielkich częstotliwości
rzędu dziesiątek i setek megaherców
wykorzystuje się jeszcze inny model
tranzystora, słuszny oczywiście dla prze-
biegów o wysokiej częstotliwości, i tak-
że nie uwzględniający jakichkolwiek ob-
wodów prądu stałego.
No właśnie, to trzeba wiedzieć: mo-
dele takie, jak na rysunku 4 (i modele
czwórnikowe, o których opowiem ci w
następnym odcinku) pokazują właści-
wości tranzystora spolaryzowanego, dla
pewnego określonego punktu pracy i
sterowanego małym sygnałem. Patrząc
więc na model z rysunku 4 zawsze powi-
nieneś mieć świadomość, że w rzeczy-
wistości dotyczy on tranzystora pracuj-
ącego w układzie mniej więcej takim, jak
na rysunku 5 (lub podobnym). Wyjaśniliś-
my oto brak obwodów zasilania - trochę
trudniej pójdzie z wyjaśnieniem braku
diod (złącz). Słusznie podejrzewasz, że w
modelu z rysunku 4 diodę zastąpiono re-
zystancją (ściślej konduktancją, co nicze-
go nie zmienia). Czy wolno tak robić?
Musimy wrócić do charakterystyki
diody, pokazanej na przykład na rysunku
6 skopiowanym z EdW 3/98. Jaką rezy-
stancję ma dioda?

66

No jaką? Spróbuj samodzielnie od- więc narysować prostszy model z rezy-
powiedzieć na to pytanie!
stancją, cały czas pamiętając, że dotyczy
Masz rację! W zasadzie mówienie to jednego jedynego punktu pracy i ma-
o jednej konkretnej rezystancji diody łych sygnałów zmiennych (w naszym
nie ma sensu. Rezystancję słusznie przypadku dotyczy prądu bazy równego
możemy określić jako stosunek na- 0,2mA i odpowiadającego mu ?-razy
pięcia do prądu:
większemu prądu kolektora). Taki model
R=U/I
znajdziesz na rysunku 8.
Na podstawie rysunku 6 możesz
Czy to zrozumiałeś?
przybliżeniu obliczyć rezystancję dio-
Jeśli tak to świetnie, jeśli nie, czytaj
dy dla kilku punktów pracy (napięć i dalej, a potem powróć do ostatniego
prądów), oznaczonych A, B, C.
fragmentu jeszcze raz.
Dla A RA = 0,66V/1mA = 660Ohm
Najpierw ważne pytanie: czy wartoś-
cią tej zastępczej rezystancji jest obliczo-
Dla B RB = 0,613V/0,2mA = 3,065kOhm
na wcześniej ,,rezystancja" diody dla
Dla C RC = 0,55V/0,01mA = 55kOhm
Czyli rezystancja diody ogromnie punktu B (około 3kOhm)
I ten temat musisz bardzo dobrze roz-
zmienia się (zmniejsza) wraz ze wzro-
stem prądu. Nie można powiedzieć, że umieć, dlatego na rysunku 9 narysowa-
dana dioda ma jakąś jedną, konkretną re- łem ci analogiczne wykresy dla kilku re-
zystorów. Sprawa jest jasna: wartość re-
zystancję.
Ale teraz spójrzmy na zagadnienie z zystancji jest nieodłącznie związana z (u-
trochę innej strony. W EdW 4/98 wyka- ważaj!) nachyleniem prostej na wykre-
załem ci, że jeśli tranzystor ma wzmac- sie. Czy nachylenie prostoliniowego ka-
niać sygnały zmienne, to musi on być od- wałka charakterystyki z rysunku 7 wska-
powiednio spolaryzowany. Inaczej mó- zuje na rezystancję obliczoną wcześniej
wiąc, między bazą a emiterem musi wy- dla punktu B?
Niestety nie!
stępować jakieś napięcie stałe (około
Zauważ, że wszystkie linie na rysunku
0,6V), które wywoła jakiś niewielki stały
prąd bazy. Dopiero na takie polaryzujące 9 przechodzą przez początek układu
napięcie stałe zostaje nałożone niewiel - współrzędnych. Natomiast gdybyś
kie napięcie zmienne, co oznacza nie- przedłużył prostoliniowy odcinek charak-
wielką modulację prądu bazy, Rysunek 7 terystyki z rysunku 7, to uzyskana linia na
pokazuje w powiększeniu kawałek cha- pewno nie przejdzie przez początek ukła-
rakterystyki z rysunku 6.Przypuśćmy, że du (punkt 0V, 0A). Jak to rozumieć?
Wychodzi na to, że mamy do czynie-
obwód polaryzacji dostarcza prądu
0,2mA i napięcie baza-emiter UBE wyno- nia z dwoma rezystancjami: jedną obli-
czoną poprzednio (stosunek napięcia i
si 0,613V.
Teraz bardzo uważaj - jeśli na stałe na- prądu), drugą wynikającą z nachylenia
pięcie polaryzujące zostanie nałożony odcinka charakterystyki.
niewielki przebieg zmienny (na rysunku 7
jest to przebieg o amplitudzie
10mV), to chwilowy punkt Rys. 7 Fragment charakterystyki wejściowej
pracy diody (złącza) będzie
oscylował pomiędzy punkta-
mi B2 i B1. Zauważ, że przy
tak małych zmianach napięcia
między bazą a emiterem dla
uproszczenia możemy śmiało
przyjąć, że ten wykorzysty-
wany kawałek charakterysty-
ki jest linią prostą. A jeśli linią
prostą, to znaczy że układ się
zachowuje tak, jakby tam by-
ła rezystancja (bo właśnie re-
zystancja daje na wykresie li-
nię prostą). Co z tego wyni-
ka?
Przy ustaleniu spoczynko-
wego punktu pracy tranzysto-
ra w punkcie oznaczonym B i
przy niewielkim sygnale, w u-
proszczonym modelu rzeczy-
wiście możemy pominąć
diodę i potraktować ją jako
rezystancję i zamiast modelu
z diodą z rysunku 2, możemy

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 11/98

Pierwsze kroki

Rys.8 Najprostszy zmiennoprądowy model
tranzystora

Pierwszą z nich nazywamy rezy-
stancją statyczną. Tu nie ma wątpliwoś-
ci. Jest to stosunek napięcia stałego do
prądu stałego.
Druga to rezystancja dynamiczna. Dy-
namiczna, bo dotyczy sygnału zmienne-
go. Jeśli w szkole uczyłeś się o pocho-
dnych, to masz tu praktyczny przykład
ich zastosowania. Jeśli się nie uczyłeś
lub już zapomniałeś, pokażę ci to w spo-
sób uproszczony. Nieprzypadkowo na ry-
sunku 7 zaznaczyłem punkty B1 i B2. Za-
uważ, że przy zmianie napięcia o ?U
(20mV), prąd zmienia się o ?I (około
0,115mA). Mamy tu przyrosty (zmiany)
napięcia i prądu, ale nic nie stoi na prze-
szkodzie, by zastosować do nich wzór na
rezystancję.
Napiszemy:
?U / ?I =
no właśnie, równa się czemu? Równa
się rezystancji dynamicznej, inaczej róż-
nicowej, a nawet różniczkowej. Żeby ją
odróżnić od poprzednio obliczanej rezy-
stancji statycznej, oznaczamy ją małą li-
terą r, nie dużą R. Zapamiętaj tę umowę
- często dla uniknięcia niejasności i po-
myłek, wielkości dotyczące przebiegów
zmiennych oznaczamy małymi literami, a
dotyczące stałych napięć, prądów, rezy-
stancji, itp. - dużymi literami.
Możesz bez większego trudu obli-
czyć, że wartość rezystancji dynamicznej
r w punkcie A z rysunków 6 i 7 wynosi o-
koło
r = 20mV / 0,0115mA = 174Ohm, co zna-
cznie różni się od poprzednio obliczonej
dla tego punktu rezystancji statycznej R,
wynoszącej około 3kOhm. Tu na marginesie
wyjaśnienie: dla elementów liniowych
(np. rezystora), rezystancja dynamiczna i
Rys.9 Charakterystyki różnych rezystorów

statyczna są równe. Rozróżniamy je tyl-
ko w przypadku elementów nielinio-
wych. A potem mówimy, że rezystancja
widziana dla prądu stałego wynosi X o-
mów, a rezystancja widziana dla prądu
zmiennego wynosi Y omów. Przyzwy-
czaj się do takich sformułowań, bo je-
szcze się z nimi spotkasz.
Teraz już chyba rozumiesz, dlaczego
w modelu dotyczącym małych przebie-
gów zmiennych można zamiast diody
narysować rezystor - spolaryzowana ja-
kimś prądem dioda (złącze) dla małych
napięć zmiennych stanowi jakąś kon-
kretną rezystancję. Jeśli przebieg
zmienny będzie znacznie większy, nie
powinniśmy stosować uproszczeń, za-
kładając że charakterystyka jest linio-
wa. Wtedy musimy uwzględnić krzy-
wiznę charakterystyki wejściowej i do
ewentualnych wzorów podstawiać wy-
rażenie matematyczne opisujące naszą
krzywą charakterystyke. Oczywiście
koszmarnie skomplikowałoby to obli-
czenia, więc nawet się do tego nie do-
tkniemy. W praktyce praca ze zbyt du-
żym sygnałem wejściowym oznacza po
prostu pojawienie się na wyjściu zniek-
ształconego sygnału (tu widzisz, dla-
czego takie zniekształcenia nazywa się
nieliniowymi - bo wynikają z nielinio-
wości charakterystyki wzmacniacza).
Uff, to już prawie koniec!
Być może jednak umknęła twojej u-
wagi jeszcze jedna pozorna trudność,
wprowadzająca w błąd początkujących:
jeśli mówimy o prądach zmiennych, to
dlaczego na schemacie zastępczym na-
dal rysujemy źródło prądowe? Przecież
kiedyś tłumaczyłem ci, że jest to źródło
prądu stałego i prawdopodobnie głęboko
utrwaliłeś sobie podane przeze mnie je-
go wyobrażenie.
Mam nadzieję, że nie sprawi ci kłopo-
tu wyobrażenie ,,zmiennego" źródła
prądowego. Niewiele tu nowego - w ta-
kim źródle prąd okresowo zmienia war-
tość i kierunek. Przemyśl wiec teraz tę
sprawę i przyzwyczaj się do myśli, że
zmiennoprądowe źródła prądowe są tak
samo naturalne i potrzebne w naszych
teoretycznych rozważaniach, jak
źródła stałoprądowe. Oczywiście w
modelu z rysunku 4 oraz 8 wy-
stępuje zmiennoprądowe źródło
prądowe.
Na sam koniec jeszcze jedno za-
gadnienie. Nie pomijaj tego materia-
łu, na pewno powinieneś o tym wie-
dzieć.
Parę słów o tym, jak z lekkostra-
wnego modelu pokazanego na ry-
sunku 8 robi się model z rysunku 4.
Model z rysunku 2 oraz 8 sugeru-
je, że działanie tranzystora jest bez-

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 11/98

nadziejnie proste i że prąd kolektora zale-
ży jedynie od prądu bazy (napięcia baza-
emiter). Już ci mówiłem, że tranzystor to
kapryśne zwierzę. Nie będę cię tu kato-
wał rozważaniami na temat wstrzykiwa-
nia nośników, modulacji szerokości bazy
czy zmian pojemności dyfuzyjnej i złączo-
wej pod wpływem zmian napięcia kolek-
tora.
W każdym razie w bardziej precyzyj-
nym modelu źródło prądowe nie jest i-
dealne, a ponadto występują nikomu nie-
potrzebne i wręcz szkodliwe pojemności
oraz szkodliwa rezystancja obszaru bazy,
a na dodatek to co dzieje się na wyjściu
(zmiany napięcia kolektora) w zauważal-
nym stopniu wpływa na obwody wej-
ściowe (czyli występuje swego rodzaju
wewnętrzne sprzężenie zwrotne z wy-
jścia na wejście).
I właśnie poszczególne elementy na
rysunku 4 reprezentują te niepożądane
zjawiska. Widzisz, jak ktoś to wszystko
sprytnie wykombinował?
Przy okazji analizy rysunku 4 - w obli-
czeniach teoretycznych bardzo często
dla wygody zamiast rezystancją R lub r
posługujemy się konduktancją G lub g,
czyli przewodnością, która jak wiesz
jest odwrotnością rezystancji. Może ci
się to wyda dziwne i myślisz, że to u-
trudnienie. Jednak przy różnorodnych
dość skomplikowanych obliczeniach
jest to nawet pewne ułatwienie. I nie
myśl, że ta konduktancja (i później ad-
mitancja) to coś potwornie trudnego do
intuicyjnego pojęcia - po pewnym cza-
sie także ty byś się przyzwyczaił i jedna-
kowo dobrze rozumiał czy wyczuwał
sens rezystancji i konduktancji. Dlatego
nie przejmuj się tym że na rysunkach
znajdziesz zarówno rezystancje (dyna-
miczne) r, jak i konduktancje (i transkon-
duktancje) g. Powiem więcej - na tym
poziomie rozważań, na którym jesteś-
my, nic się nie stanie, jeśli nawet pomy-
lisz konduktancję z rezystancją. A spra-
wa wspomnianej transkonduktancji (o-
znaczonej gm) wyjdzie nam w całym
swym blasku, gdy będziemy analizować
działanie tranzystorów polowych.
Mógłbym ci jeszcze zasygnalizować
lub nawet wyjaśnić kilka dalszych zaga-
dnień związanych z omówionymi mode-
lami tranzystora, ale przecież ustaliliśmy,
że nie jest to systematyczny kurs teore-
tyczny, tylko mam ci nakreślić ogólny ob-
raz, byś rozumiał z grubsza, o co chodzi
w katalogu. Dlatego ten odcinek kończy-
my, a w następnym odcinku powrócimy
do czarnej skrzynki i porozmawiamy o
czwórnikach, modelu zaciskowym i wre-
szcie wyciągniemy praktyczne wnioski
ze zdobytej wiedzy.
Piotr Górecki

67


Tranzystory dla początkujących (zxpro).rar > Tranzystory, cz12.pdf

Pierwsze kroki

część

12

Tranzystory
dla początkujących
Układ ze wspólnym kolektorem
W poprzednich odcinkach przedstawiłem model tranzystora. Od pewnego czasu krążymy wokół tematu, którego nie sposób
ominąć. Musisz dobrze zapoznać się z właściwościami tranzystora pracującego w układach wspólnego kolektora, wspólnego
emitera i wspólnej bazy. Teraz masz wszelkie informacje, które sprawią, że takie zapoznanie wcale nie będzie bolesne,
a może nawet być przyjemne. Dla rozgrzewki pod lupę weźmiemy najpierw "prosty" układ ze wspólnym kolektorem.
Od razu przgotuj sobie EdW 11/98, bo będziesz korzystał z zamieszczonych tam rysunków.
Rozpatrzmy pewne przypadki szcze-
stępuje spadek napięcia wynoszący oko-
Wspólny kolektor - OC
Literki OC w śródtytule to międzynaro- ło 0,6V. I to jest kluczowa informacja o u- gólne dla prądów stałych. Gdy napięcie
na bazie będzie równe napięciu kolektora
dowy skrót oznaczający właśnie wspólny kładzie OC.
Przeanalizujmy wspólnie układ z rysun - (dodatniemu napięciu zasilania), wtedy
kolektor; w krajowej literaturze spotkasz
często skrót WK. Przykład realizacji ukła- ku 2a. Zaznaczyłem ci na nim wszystkie napięcie na emiterze będzie o te około
du ze wspólnym kolektorem znajdziesz ważne napięcia i prądy stałe. Przyjmijmy 0,6V niższe. A co wtedy, gdy napięcie ba-
na rysunku 1. W przykładach, które oma- dla ułatwienia, że wzmocnienie prądowe zy jeszcze trochę wzrośnie, powiedzmy
wiałem wcześniej sygnał wyjściowy za- tranzystora, czyli ? wynosi 100, a napię- pół wolta powyżej napięcia zasilania? Nie-
możliwe? Wprost przeciwnie, taka sytua-
wsze występował na kolektorze. Teraz cie UBE jest równe 0,6V.
Od czego zacząć? Obowiązkowo od cja czasami się zdarza. Co wtedy? Po-
kolektor podłączony jest wprost do szyny
zasilania, a wyjściem jest emiter. Nic nie obwodu bazy, a dokładnie - napięcia bazy. patrz na rysunek 2b. Nie zapominaj, że
szkodzi - podstawowa zasada działania u- Napięcie na bazie jest praktycznie równe napięcie nasycenia tranzystora (UCEsat)
kładu OC jest beznadziejnie prosta: jak napięciu baterii B1. W rzeczywistości jest przy niewielkich prądach wynosi kilkanaś-
pamiętasz, złącze baza-emiter możesz mniejsze o niewielki spadek napięcia na cie czy kilkadziesiąt miliwoltów - tym sa-
traktować jak najzwyklejszą diodę. W cza- rezystorze RB. Na razie pomińmy ten mym podwyższając napięcie bazy powy-
sie normalnej pracy na tej "diodzie" wy- szczegół - niech napięcie bazy wynosi żej napięcia kolektora możesz uzyskać na
+6V. Tranzystor jest otwarty, płynie prąd emiterze napięcie wyjściowe różniące się
w obwodzie kolektor-emiter. Jaki prąd? od napięcia kolektora tylko o te miliwolty.
Wartość tego prądu wyznaczona jest Dokładnie przeanalizuj rysunek 2b i zapa-
przez rezystancję RE (270 omów) i napię- miętaj wnioski.
cie na tej rezystancji (5,4V). Napięcie to,
A gdyby napięcie baterii B1 było zna-
UE, jest równe napięciu bazy pomniejszo- cznie wyższe niż napięcie kolektora?
nemu o napięcie baza-emiter UBE.
Wtedy prąd będzie płynął z baterii B1
A co się stanie, jeśli napięcie na bazie przez rezystor RB. Jeśli wartość RB będzie
się zwiększy? Napięcie na emiterze też niewielka, to bateria B1 będzie nie tylko
się zwiększy. Nie masz chyba wątpliwoś- zasilać nasz wzmacniacz tranzystorowy,
ci, że napięcie wyjściowe (na emiterze) ale nawet ładować baterię B2. Nie jest to
podąża za zmianami napięcia bazy, będąc groźne dla tranzystora, dopóki nie jest
przekroczony maksymalny katalogowy
cały czas niższe o około 0,6V.
Rys. 1
prąd bazy IBmax.

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 2/99

33

Pierwsze kroki

Rys. 3

Rys. 2

A co będzie, gdy napięcie bazy będzie
wynosić 0...0,5V? Sytuację ilustruje rysu-
nek 2c. Dla napięć z tego zakresu tranzy-
stor będzie praktycznie zatkany i napięcie
wyjściowe będzie równe zeru. A dlacze-
go tylko od zera do 0,5V, a nie 0,6V? Po-
równaj rysunek 6 w EdW 11/98 str. 66 i
przekonaj się, że znaczący prąd bazy po-
jawi się dla napięć UBE większych od
0,5V. Kwestia 0,5 czy 0,6V to mniej waż-
ne szczegóły - nie musisz się w nie
wgłębiać.
Ogólnie wszystko jest jasne i proste.
Wzmacniacz OC wprawdzie nie wzmac-
nia napięcia, ale wzmacnia prąd. Zwróć u-
wagę, że napięcie na obciążeniu podąża
za napięciem wejściowym (będąc od nie-
go o 0,6V mniejsze), a co najważniejsze -
prąd bazy, obciążający źródło sygnału jest
?-krotnie mniejszy od prądu obciążenia
(ściślej ?+1-krotnie, ale to nie ma w prak-
tyce absolutnie żadnego znaczenia). Po-
nieważ w układzie wspólnego kolektora
napięcie na wyjściu powtarza zmiany na-
pięcia wejściowego (wtóruje mu), jest on
bardzo często nazywany wtórnikiem. Że-
by było śmieszniej - wtórnikiem emitero-
wym.
Zapamiętaj: wtórnik emiterowy to
wzmacniacz tranzystorowy w układzie
OC.
Stałoprądowy wzmacniacz OC jest
bardzo często wykorzystywany w roli bu-
fora - w wielu wypadkach obciążenia nie
można podłączyć wprost do jakiegoś
punktu w układzie, a zastosowanie bufo-
ra w postaci jednego tranzystora rozwią-

Rys. 4a

34

zuje problem. Przykład takiego zastoso-
wania pokazany jest na rysunku 3. Zwróć
uwagę, że nie ma tu potrzeby stosowa-
nia rezystora RB.
Idziemy dalej.
Rysunki 2 i 3 dotyczą napięć i prądów
stałych. A jakie będą właściwości układu
OC dla przebiegów zmiennych?
W analizie układu z rysunku 1 pomoże
rysunek 4. Nie jest to jakiś inny wtórnik -
nadal tranzystor spolaryzowany jest na-
pięciem stałym i płyną stałe prądy bazy
oraz emitera. I na te stałe prądy i napięcia
nałożone są przebiegi zmienne. Stałe na-
pięcie polaryzujące na bazie tranzystora z
rysunku 4a wynosi 6,6V i na to napięcie
nałożony jest przebieg sinusoidalny
o wartości międzyszczytowej równej 4V.
Przebiegi na bazie, emiterze i na wyjściu
pokazane są na rysunku 4b. Porównanie
przebiegów UI, UO (które są praktycznie
jednakowe) rodzi pytanie, po co taki
wzmacniacz, który nie wzmacnia?
Wbrew pozorom, taki wzmacniacz
jest bardzo potrzebny i często stosowa-
ny. Zapewne się już domyślasz, że chodzi
o wzmocnienie prądu. Musisz to dobrze
zrozumieć, dlatego pomęczę cię trochę i
przeanalizujemy sprawę oporności wej-
ściowej i wyjściowej. Popatrz na rysunek
5. Niech nasze źródło sygnału - genera-
tor - o jakimś napięciu UG ma oporność
wewnętrzną RG, powiedzmy 1kOhm. Gdy-
byśmy bezpośrednio dołączyli do niego
oporność obciążenia RL równą 600Ohm, na-
pięcie w punkcie X spadłoby o ponad
60% (do 37,5%UG). Gdy jednak podłączy-
my obciążenie równe na przy-
kład 10kOhm, napięcie to spadnie
tylko o niecałe 10% (do ok.
91%UG). Popatrz uważnie na ry-
sunek 4. Chcielibyśmy, żeby o-
porność wejściowa naszego
wtórnika (dla prądów zmien-
nych) była jak największa. Zape-
wne już gdzieś czytałeś, że to
właśnie układ ze wspólnym ko-
lektorem stosowany jest w przy-
padkach, gdy do źródła sygnału
mającego znaczny opór we-
wnętrzny trzeba podłączyć ob-
ciążenie o małej oporności. Prze-
konałeś się, że w obwodach

prądu stałego to rzeczywiście
działa. Zbadajmy teraz, jaka jest
oporność wejściowa i wyjściowa
wtórnika emiterowego dla prze-
biegów zmiennych.
Oporność wejściowa to stosunek
(zmiennego) napięcia wejściowego do

Rys. 4b

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 2/99

Pierwsze kroki
(zmiennego) prądu wej-
ściowego. W układzie z
rysunków 4 i 5 mamy
napięcie wejściowe (w
punkcie X) o wartości
4Vpp, musimy obliczyć
jakie są zmiany prądu
wejściowego. Na razie
przeanalizujmy jak za-
chowuje się sam tran-
zystor, bez wejścio-
wych obwodów polary-
zacji i bez obciążenia re-
zystancją RL. Załóżmy,
że
tranzystor
ma
wzmocnienie prądowe
(?) równe 100. W wa-
runkach pokazanych na Rys. 6
rysunku 4 przy średnim napięciu stałym
emitera równym +6V przez rezystor RE
(300Ohm) płynie średni prąd 20mA, więc
średni prąd bazy wynosi 0,2mA. Chwilo-
we napięcie i prąd emitera zmieniają się
w takt sygnału: w "dolinach" spadają do
wartości 4V, 13,3(3)mA, a w szczytach
wzrastają do 8V, 22,6(6)mA.
Odpowiednio zmienia się też prąd ba-
zy - oscyluje on między wartościami
0,13(3)...0,26(6)mA mając średnią war-
tość równą 0,2mA. Czyli przy zmianach
napięcia wejściowego o 4V, prąd bazy
zmienia się tylko o
?I = 0,26(6) - 0,13(3) = 0,13(3)mA.
A więc rezystancja wejściowa nasze-
go tranzystora z rysunku 4 wynosi:
Rwe = 4V / 0,13(3)mA = 30kOhm
Aż 30kOhm, czyli 100-krotnie więcej niż
wynosi rezystancja RE. Czy te 100-krotnie
to przypadek? Nie!
Sprawdź dla jakiejkolwiek wartości
wzmocnienia (?), że także dla przebiegów
zmiennych oporność wejściowa wtórnika
będzie ?-krotnie większa niż oporność e-
miterowa.
Ale to nie koniec. Czy rzeczywiście
tranzystorowy wzmacniacz z rysunku 4
ma dla przebiegów zmiennych rezy-
stancję wejściową równą 30kOhm?
Nie i to z dwóch powodów.
Po pierwsze pominęliśmy oporność
obciążenia RL. Dołączenie obciążenia
spowoduje, że dla prądów zmiennych
wypadkowa oporność rezystancji między
emiterem a masą będzie równa równo-
ległemu połączeniu RE i RL (zakładamy, że
CE ma bardzo dużą pojemność). Przy war-

Rys. 5

tościach podanych na rysunku 4 obciąże-
nie dla przebiegów zmiennych będzie ró-
wne 200Ohm. Już z tego powodu oporność
wejściowa dla prądów zmiennych, wi-
dziana od strony bazy wyniesie nie 30kOhm
tylko 200Ohmx100=20kOhm.
Ale to nie koniec. Dotychczasowe roz-
ważania nadal nie uwzględniają rezystan-
cji RB. Tymczasem rezystancja ta też jest
obciążeniem dla generatora G. Bateria B1
ma oporność wewnętrzną równą lub
bliską zeru, a więc dla prądów zmiennych
stanowi zwarcie, podobnie jak kondensa-
tor o dużej pojemności (zapamiętaj to raz
na zawsze). Jeśli tak, to ostatecznie ge-
nerator G jest obciążony równoległym
połączeniem rezystancji RB (20kOhm) i obli-
czonej rezystancji wejściowej tranzystora
(20kOhm), czyli rezystancją równą 10kOhm.
Ilustruje to rysunek 6a. Obciążenie RL
podłączyliśmy do źródła (generatora)
przez wtórnik. Skoncentruj się! Źródło
"widzi" nasze obciążenie nie jako rezy-
stancję 600Ohm, tylko jak wyliczyliśmy -
10kOhm. Czy to zrozumiałeś? Wtórnik zwię-
kszył oporność obciążenia widzianą od
strony źródła (teoretycznie ?-krotnie, w
praktyce mniej). Zapamiętaj takie sformu-
łowanie - spotkasz je w literaturze. Spot-
kasz też inne stwierdzenie: "wtórnik
zmniejsza
oporność
(impedancję)
wyjściową układu". To nie jest uzupełnie-
nie poprzedniego wniosku, tylko wyraże-
nie go w inny sposób, z innego punktu
widzenia. Gdy mianowicie rozpatrujemy
sytuację widzianą od strony obciążenia,
to stosowne jest to drugie stwierdzenie.
Ilustruje to rysunek 6b. Zastosowanie
wtórnika spowodowało, że obciążenie
"widzi" iż generator ma oporność
wyjściową znacznie mniejszą od RG (teo-
retycznie ?-krotnie, praktycznie mniej). W
naszym przykładzie oporność wyjściowa
(generatora z wtórnikiem) widziana od
strony obciążenia wynosi 60Ohm. Nic dzi-
wnego, że wtórnik emiterowy jest też na-
zywany (aktywnym) transformatorem im-
pedancji.
Dokładnie przemyśl tę sprawę i je-
szcze raz przeanalizuj rysunki 4...6. Na ry-
sunku 4 nie podałem ci, ile wynosi napię-

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 2/99

cie UG, bo nie chciałem zamącić obrazu.
Teraz możesz to łatwo obliczyć na pod-
stawie rysunku 6a albo 6b. Wychodzi, że
UG=4,4Vpp.
Mam nadzieję, iż wszystko jest jasne.
Wyciągnijmy wnioski. W układzie stało-
prądowym z rysunku 2 bufor transformu-
je oporności ?-krotnie. W układzie zmien-
noprądowym z rysunku 4 nie uzyskasz ?-
krotnej transformacji impedancji ze
względu na obecność rezystora(-ów) po-
laryzacji bazy oraz wpływu RE. Mimo to
wzmocnienie prądowe (?) tranzystora po-
winno być jak największe, jak największe
powinny być też rezystancje polaryzujące
w obwodzie bazy.
Uzbrojony w podaną wiedzę możesz
sam obliczyć, jaka będzie oporność wej-
ściowa budowanych przez ciebie wtórni-
ków. Ale wcześniej kilka ważnych dro-
biazgów.
Oto pierwszy. Na rysunku 7 znajdziesz
schemat wtórnika emiterowego, spoty-
kany w licznych książkach. Na pierwszy
rzut oka wszystko jest dobrze - nawet
bardzo dobrze, bo rezystancja polaryzu-
jąca w obwodzie bazy ma dużą wartość.
Uważaj teraz!
Gdy w jakiejś publikacji ktoś ci propo-
nuje budowę urządzenia zawierającego
taki wynalazek, możesz śmiało podejrze-
wać, że układ nie był rzetelnie sprawdzo-
ny i przetestowany, a jego twórca nie-
wiele zna się na elektronice i prawdopo-
dobnie nie zasługuje na miano konstruk-
tora. Z ubolewaniem trzeba stwierdzić,
że w amatorskiej literaturze do dziś po-
kutuje sporo układów z takimi "kwiatka-
mi". Dlaczego jest to bardzo ryzykowne

Rys. 7

35

Pierwsze kroki
rozwiązanie? Przekonaj się sam! Określ
napięcie stałe na emiterze tranzystora z
rysunku 7 przy podanych wartościach
RB = 1MOhm i RE = 5kOhm dla trzech egzem-
plarzy tranzystorów o różnym wzmocnie-
niu:
? = 50 (np. jakiś stary tranzystor
BC527 czy BF519)
? = 200 (przeciętny współczesny tran-
zystor małej mocy)
? = 1000 (selekcjonowany tranzystor z
grupy C)
Jak to liczyć? Nawet nie trzeba prze-
prowadzać szczegółowych obliczeń, tyl-
ko zrozumieć sedno sprawy. Biorąc rzecz
w największym uproszczeniu powiemy,
iż w układzie z tranzystorem o małym
wzmocnieniu prąd bazy będzie stosunko-
wo duży, a przy dużym wzmocnieniu
prąd bazy będzie malutki. Ten prąd pola-
ryzacji bazy płynie przez rezystor RB i wy-
wołuje na nim spadek napięcia: czym
większy prąd, tym większy spadek napię-
cia. Już tu widać, że zastosowanie tranzy-
stora o małym wzmocnieniu spowoduje,
że napięcie stałe na rezystorze RE będzie
małe, nawet bardzo małe. Przy dużej war-
tości wzmocnienia napięcie na rezystorze
RE będzie duże, niewiele mniejsze od na-
pięcia zasilającego. Najczęściej chcieli-
byśmy, by napięcie stałe na RE było ró-
wne połowie napięcia zasilania - wtedy
nasz wtórnik będzie mógł przenosić bez
zniekształceń nawet duże sygnały. Ilu-
struje to rysunek 8.
Ponieważ jest to ważne, proponuję,
byś samodzielnie wykonał dokładniejsze
obliczenia napięć w układzie z rysunku 7.

Rys. 8

Napięcie zasilające rozłoży się na trzy
części:
Uzas = URB + UBE + URE
Przyjmijmy napięcie UBE=0,6V.
Uzas = IB*RB + 0,6V + ?*IB*RE
przekształcamy kolejno, by obliczyć
prąd bazy
Uzas = IB(RB + ?*RE) +0,6V
IB(RB + ?*RE) = Uzas - 0,6V
IB = (Uzas - 0,6V) / (RB + ?*RE)
Potem znając IB obliczamy
UE = ?*IB*RE
Wykonaj obliczenia dla trzech poda-
nych wartości ?.
I co? Przekonałeś się ostatecznie, że
w układzie z rysunku 7 napięcie stałe na
emiterze zależy ogromnie od wzmocnie-
nia tranzystora. To jest poważna wada.

36

Co prawda, jeśli konstruujesz jeden układ
dla własnych potrzeb, to od biedy
mógłbyś sobie pozwolić na układ z rysun-
ku 7. Dobrałbyś eksperymentalnie war-
tość RB, by uzyskać napięcie na RE równe
mniej więcej połowie napięcia zasilania.
Ale co wtedy, gdy po pewnym czasie
tranzystor ulegnie uszkodzeniu? Czy ktoś
reperujący twe urządzenie będzie pamię-
tał o konieczności dobrania rezystora RB,
czy wlutuje pierwszy lepszy tranzystor te-
go samego lub podobnego typu?
Dobry konstruktor nie może sobie poz-
wolić na takie niedoróbki. Musi przewi-
dzieć, że w układzie mogą być zastoso-
wane tranzystory o różnym wzmocnie-
niu, i albo podać warunek, że wzmocnie-
nie tranzystora ma być większe, np. od
300 (np. stosując tranzystory z grup B lub
C), albo zaproponuje rozwiązanie uniwer-
salne tolerujące tak duży rozrzut parame-
trów.
A jakie to miałoby być rozwiązanie uni-
wersalne? W praktyce wystarczy zasto-

Rys. 9

sować dzielnik napięcia R1, R2 według
rysunku 9. I tu powinieneś raz na zawsze
przyswoić sobie ważną zasadę: jeśli
chcesz się uniezależnić od wzmocnienia
tranzystora, prąd stały płynący przez rezy-
story dzielnika powinien być przynajmniej
kilkakrotnie większy, niż spodziewany
prąd obciążenia tego dzielnika, czyli stały
prąd bazy.
Oblicz teraz, jak zmieni się napięcie na
emiterze tranzystora w układzie z rysun-
ku 9, gdzie prąd dzielnika jest kilkakrotnie
większy od spodziewanego największe-
go prądu bazy. Obliczenia przeprowadź
jak poprzednio dla wartoś-
ci ?: 50, 200 i 1000.
I co? Teraz lepiej?
Ale nie należy też prze-
sadzać ze zwiększaniem
prądu dzielnika w obwo-
dzie bazy. Nic za darmo!
Większy prąd to mniejsze
rezystancje dzielnika i
mniejsza wypadkowa rezy-
stancja wejściowa całego
wtórnika. Przykładowo dla
układu z rysunku 9 opor-
ność wejściowa dla prze-
biegów zmiennych wynosi
około 20 kilolomów i nie-

Rys. 10

wiele zależy od wzmocnienia tranzystora,
bo jest określona głównie przez rezystan-
cje dzielnika R1 i R2. Ponieważ dla prze-
biegów zmiennych bateria zasilająca sta-
nowi zwarcie (w praktyce zwarcie takie
zapewniają kondensatory filtrujące napię-
cie zasilania), więc dla przebiegów zmien-
nych rezystory dzielnika z rysunku 9 są
połączone równolegle, a do tego docho-
dzi rezystancja wejściowa tranzystora (i-
loczyn wzmocnienia ? i wypadkowej o-
porności RE i RL). Ilustruje to rysunek 10.
Zmiany wzmocnienia tranzystora niewie-
le tu zmienią.
Jaki stąd wniosek? Bardzo prosty - w
swoich układach powinieneś stosować
tranzystory o jak największym wzmocnie-
niu - wtedy stały prąd bazy będzie mały i
wtedy będziesz mógł zastosować duże
wartości rezystorów dzielnika w obwo-
dzie bazy.
W praktyce często udaje się ominąć
ten problem i dołączyć bazę wprost do
poprzedniego stopnia, o ile napięcie stałe
jest tam właściwe. Przykład pokazany
jest na rysunku 11.
Przy okazji drobne przypomnienie: w
dotychczasowych rozważaniach pokazy-
wałem ci układy z tranzystorem NPN. Nic
nie stoi na przeszkodzie, być budował
wtórniki z tranzystorami PNP. Schemat
będzie ten sam, trzeba tylko odwrotnie
podłączyć bieguny zasilania i ewentualnie
odwrotnie włączyć kondensatory elektro-
lityczne. Przykład masz na rysunku 11b.
Za miesiąc podam kolejne ważne
informacje o wzmacniaczu ze wspólnym
kolektorem
Piotr Górecki

Rys. 11

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 2/99


Tranzystory dla początkujących (zxpro).rar > Tranzystory, cz6.pdf

Pierwsze kroki

część

6

Tranzystory
dla początkujących
Bezpieczny obszar pracy
Prąd kolektora
Na początek pytanie: czy prąd kolekto-
ra może mieć dowolnie dużą wartość?
Teoretycznie biorąc, zwiększając prąd ba-
zy, można dowolnie zwiększyć prąd ko-
lektora.
Jednak w konkretnym układzie maksy-
malny prąd kolektora płynie w stanie na-
sycenia tranzystora i co ważne, nie jest
wyznaczony przez tranzystor, tylko przez
wartość napięcia zasilania i rezystancji
obciążenia. Zmniejszając rezystancję ob-
ciążenia zwiększamy ten prąd.
Jak się słusznie domyślasz, prądu tego
nie można zwiększać dowolnie. Każdy
tranzystor ma określony przez producen-
ta maksymalny prąd kolektora, oznaczany
w katalogach ICmax.
Wartość tego prądu związana jest
z budową struktury tranzystora i gruboś-
cią połączeń wewnętrznych.
Przy przepływie prądu przez rezystan-
cję, wydziela się ciepło. Domyślasz się
prawdopodobnie, a może widziałeś na
własne oczy, że połączenia między krze-
mową strukturą tranzystora a wyprowa-
dzeniami wykonane są cienkim druci-
kiem. Pomimo że często jest to drucik ze
złota, przy przepływie nadmiernego prądu
zachowa się jak najzwyklejszy bezpiecz-
nik - rozgrzeje się i stopi.
Nie tylko ten drucik. Krzemowa struk-
tura tranzystora ma jakieś wymiary geo-

26

metryczne. Jeśli spróbowałbyś przepuś-
cić wielki prąd przez w sumie niewielki
przekrój tej struktury, uzyskasz dużą, zbyt
dużą gęstość prądu. Nie zapominaj, że
masz do czynienia z delikatną strukturą
półprzewodnikową i nadmierny wzrost
gęstości prądu spowoduje nie tylko
wzrost temperatury, ale i różne inne
szkodliwe zjawiska. Wspomnę tylko
o zmniejszaniu współczynnika wzmocnie-
nia prądowego (?) ze wzrostem prądu ko-
lektora.
Uzasadniłem tu w największym skró-
cie, że ze względu na grzanie doprowa-
dzeń i ograniczoną gęstość prądu
w strukturze, nie można bezkarnie zwięk-
szać prądu kolektora ponad wartość usta-
loną przez producenta.
Jeśli się chwilę zastanowisz, dojdziesz
pewnie do wniosku, że jeśli tranzystor
pracowałby w trybie impulsowym, czyli
otwierałby się i przepuszczał prąd tylko
przez krótkie odcinki czasu, to wspomnia-
ne składniki nie zdążą się nagrzać aż do
stopienia, a więc taki chwilowy, impulso-
wy prąd kolektora mógłby być większy,
niż prąd maksymalny przy pracy ciągłej.
Masz rację! W katalogach często po-
daje się maksymalny prąd kolektora przy
pracy ciągłej oraz maksymalny prąd ko-
lektora przy pracy impulsowej. Potwier-
dzenie zobaczysz za chwilę na charakte-
rystyce tranzystora mocy.

Ale na razie zajmiemy się pokrewną
sprawą. Jak myślisz, czy jeśli nie przekro-
czysz katalogowego prądu ICmax, oraz ka-
talogowego napięcia UCEmax, to czy twoje-
mu tranzystorowi nic nie grozi?

Moc strat
Zaczynamy omawiać ważny i jak się
okaże - trochę trudny temat. Musisz go
dobrze zrozumieć! Najtrudniejsze infor-
macje podam za miesiąc, dziś zajmiemy
się elementarzem.
Na pewno spotkałeś się już z określe-
niem: moc tranzystora.
Co to takiego jest ta moc tranzystora?
A co to jest w ogóle moc?
Z pojęciem mocy masz do czynienia
w przypadku wielu urządzeń: jakiś silnik
ma moc 100 watów, grzejnik elektryczny
ma moc 2000 watów, lutownica ma moc
40W. Masz też dwie żarówki o mocy
60W: typową na napięcie 220V oraz sa-
mochodową na napięcie 12V.
Wszystkie te urządzenia pobierają ze
źródła energię elektryczną i zamieniają ją
na inne rodzaje energii: na ciepło, na
energię mechaniczną (silnik), na energię
świetlną (żarówka).
Czym większa moc, tym więcej ener-
gii pobiera w każdym momencie dane
urządzenie. Obie wspomniane żarówki
pobierają tę samą moc 60W. Czym się
różnią? Na pewno tym, że jedna pracuje

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 6/98

Pierwsze kroki
rys. 43

przy napięciu 12 woltów i pobiera 5 am-
perów prądu (co daje 12V×5A = 60W),
a druga, pracująca przy napięciu 220V,
pobiera nieco ponad 0,27 ampera (co też
daje 220V×0,27(27)A = 60W).
Czyli tę samą moc można uzyskać
przy różnych prądach i napięciach. Oto
proste wzory potrzebne do obliczeń mo-
cy, jaką pobierają urządzenia elektryczne
pracujące przy prądzie stałym (przy prą-
dzie zmiennym dotyczą obciążenia rezys-
tancją). Zapamiętaj je raz na zawsze:
P= U×I

Ponieważ U = I×R, po podstawieniu:
P = I2 × R

W żadnym wypadku! Nie masz chyba
wątpliwości, że jeśli struktura tranzystora
byłaby dobrze odizolowana termicznie od
otoczenia, to wydzielające się i groma-
dzone ciepło powodowałoby wzrost tem-
peratury. To szkodliwe ciepło trzeba od-
prowadzić do otoczenia i rozproszyć. Ilu-
struje to rysunek 43.
Zasada jest prosta: ciepło przepływa
od ośrodka cieplejszego do ośrodka zim-
niejszego.
Wiesz już, co to jest moc strat tranzys-
tora. Ale właśnie tu początkujący popeł-
niają kardynalny błąd. Rozumują następu-
jąco: jeśli tranzystor może pracować przy
katalogowym maksymalnym napięciu ko-
lektora UCE0 i maksymalnym prądzie ko-
lektora Icmax, to maksymalna ,,moc tran-
zystora" wynosi P=UCE0×ICmax.
Jest to absolutna bzdura, nie wolno
tak liczyć, trzeba poszukać w katalogu do-
puszczalnej całkowitej mocy strat, ozna-
czanej Ptot. Zakoduj sobie pod sufitem
raz na zawsze: całkowita moc strat tran-
zystora Ptot jest zawsze mniejsza niż ilo-
czyn UCE0×Icmax.

Ponieważ I=U/R, po podstawieniu:

P=

U2
R

Wracając do pytania o moc tranzysto-
ra: Czy chodzi o moc wydzielaną w obcią-
żeniu? Czy może moc wydzielaną w tran-
zystorze? A może jeszcze o coś innego?
Wcześniej tłumaczyłem, że obwód ko-
lektorowy tranzystora jest sterowanym
źródłem prądowym, a nie zmiennym re-
zystorem, jednak nie zmienia to faktu, że
w strukturze tranzystora przy przepływie
prądu będzie się wydzielać moc strat
w postaci ciepła. Wielkość tych strat
cieplnych wyznaczona jest wzorem:

A teraz obliczmy wspólnie, jaka moc
wydzieli się w układach z rysunku 44
w tranzystorze, a jaka w obciążeniu.
rys. 44

P = U CE × I C

UCE to aktualne napięcie miedzy kolek-
torem a emiterem, a IC to aktualny prąd
kolektora. (Ściślej biorąc, powinniśmy też
uwzględnić dodatkową moc strat w ob-
wodzie bazy równą UBE×IB, jednak zwyk-
le ją pomijamy, bo jest dużo mniejsza, niż
moc strat kolektora UCE×IC)
Jak więc rozumieć ,,moc tranzysto-
ra"? Chodzi tu o moc strat tranzystora,
czyli o ciepło wydzielane na bieżąco
w strukturze tranzystora. Moc elektrycz-
na P = UCE×IC przez cały czas zamienia się
na ciepło, dokładnie tak samo, jak w elek-
trycznym grzejniku. Krótko mówiąc, pra-
cujący tranzystor jest niewielkim grzej-
niczkiem, piecykiem. Jak się łatwo do-
myślić, wydzielane ciepło jest produktem
ubocznym, który do niczego nie jest nam
potrzebny, a tylko stwarza mnóstwo
problemów.
A co się dalej dzieje z tym ciepłem?
Czy pozostaje ono w tranzystorze?

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 6/98

Dla rysunku 44a najpierw policzymy
napięcie na obciążeniu, potem napięcie
na tranzystorze, a potem obie moce.
Napięcie na rezystorze obciążenia:
UR=5mA×1kOhm = 5V
Moc wydzielana w rezystorze obciążenia:
PR=5V×5mA=25mOhm=0,025Ohm
UR
R
12 V
I=
= 12uA
1MOhm
I=

(to samo mogliśmy obliczyć ze wzoru
P = I2R)
Napięcie na tranzystorze:
UT=12V-5V=7V
Moc strat w tranzystorze:
PT=7V×5mA=35mW
Dla rysunku 44b:
Moc wydzielana w żarówce:
PZ=8V×0,5A=4W
Napięcie na tranzystorze:
UT=24V-8V=16V
Moc strat w tranzystorze:
PT=16V×0,5A = 8W
Dla rysunku 44c:
Prąd obciążenia (czyli prąd kolektora):
UR
R
10 V
I=
= 50A
200Ohm
I=

Moc wydzielana w rezystorze:
P=U×I = I2×R
PR = 10V * 50mA = 500mW = 0,5W
Napięcie na tranzystorze:
UT=15V-10V=5V
Moc strat tranzystora:
PT=5V×50mA=250mW=0,25W
dla rysunku 44d:
Napięcie na rezystorze:
UR=20V-8V=12V
Prąd obciążenia (czyli prąd kolektora):
Moc wydzielana w rezystorze:
PR=12V×12uA=144uW=0,144mW=
0,000144W
Moc strat tranzystora:
PT=8V×12uA=96uW=0,096mW=
0,000096W
Jak widzisz, obliczenia wcale nie są
trudne. Idziemy więc dalej.
Znasz już trzy ograniczenia warunków
pracy tranzystora:
1. Napięcie zasilające nie może być więk-
sze niż katalogowe napięcie UCE0. Naj-
wyższe napięcia na kolektorze wystę-
puje w stanie zatkania tranzystora.
2. Prąd kolektora nie może być większy
niż ICmax. Największy prąd płynie przez
tranzystor w stanie nasycenia.
3. Moc strat tranzystora w żadnych wa-
runkach nie może przekroczyć dopusz-
czalnej mocy strat Ptot.
Te trzy ograniczenia dla przykładowe-
go tranzystora (UCE0=25V, ICmax =100mA,

27

Pierwsze kroki
rys. 45

Ptot=500mW) zaznaczamy na rysunku 45.
Jeśli napięcie i prąd na wykresie zazna-
czymy w skali liniowej, wtedy linia repre-
zentująca moc P=U×I) będzie mieć
kształt hiperboli, jak na rysunku 45.
Jeśli jednak napięcie i prąd zaznaczy-
my w skali logarytmicznej, wtedy krzywa
ta jakby się wyprostuje. Zobaczysz to na
rysunku 46. Nie ma tu żadnego oszustwa
- rysunki 45 oraz 46 pokazują ten sam
przypadek, tyle, że narysowany troszkę
inaczej: raz w skali liniowej, raz w logaryt-
micznej.
rys. 46

W katalogach spotkasz charakterysty-
ki podobne do rysunku 46.
Na rysunku 47 znajdziesz kopię cha-
rakterystyki konkretnych tranzystorów
BD243 i BD244, wziętą z katalogu. Tu do-
datkowo masz informację, że jeśli tran-
zystor pracowałby w sposób impulsowy,
zarówno chwilowy prąd, jak i chwilowa
moc mogą być większe, niż przy prądzie
ciągłym (stałym).
rys. 47

28

Zauważ jednak, że charakterystyka
z rysunku 47 jest jakby dodatkowo obcię-
ta w porównaniu z rysunkiem 46. To
,,obcięcie", czyli dodatkowe ograniczenie
związane jest ze zjawiskiem tak zwanego
drugiego przebicia (second breakdown).
Wystąpienie zjawiska drugiego przebicia
doprowadza do uszkodzenia tranzystora.
Szczegóły na ten temat możesz znaleźć
w książkach. Nie będę ich tłumaczył, bo
nie jest to teraz niezbędne. W każdym ra-
zie mamy tu kolejne ograniczenie.
W każdym razie doszliśmy do punktu
szczytowego naszych dzisiejszych roz-
ważań: projektując układ musisz zmieścić
się w bezpiecznym obszarze pracy tran -
zystora. W katalogach często spotkasz
skrót SOA lub SOAR. To właśnie skrót od
Safe Operating Area (Region), czyli właś-
nie bezpieczny obszar pracy. Rysunek 47
pokazuje bezpieczny obszar pracy dla
tranzystorów BD243 i BD244.
Ściśle biorąc, projektując układ powi-
nieneś znaleźć w katalogu rysunek
przedstawiający bezpieczny obszar pra-
cy tranzystora (taki jak na rysunku 47),
przeprowadzić obliczenia, ewentualnie
zaznaczyć na rysunku zakres pracy tran-
zystora i upewnić się, czy mieścisz się
w dozwolonym obszarze. Przykłady, któ-
re rozważaliśmy przed chwilą dotyczą
najprostszego przypadku - obciążenia
tranzystora rezystancją. W wielu ukła-
dach sprawa jest znacznie bardziej
skomplikowana. Takie na przykład tran-
zystory pracujące w stopniu wyjścio-
wym wzmacniacza mocy również mu-
szą pracować w bezpiecznym obszarze
pracy i to w każdych warunkach - także
w przypadku zwarcia wyjścia, dołącze-
nia obciążenia pojemnościowego (długi
kabel) czy indukcyjnego (głośnik). W ra-
mach podstawowego kursu nie będzie-
my zajmować się takimi obliczeniami.
Chcę tylko zasygnalizować problem, a ty
z czasem samodzielnie zdobędziesz
dość wiedzy, by poradzić sobie nawet
z trudniejszymi zadaniami.
Na razie możesz przyjąć prostą zasa-
dę: stosować tranzystory o parametrach
przekraczających wymagane minimum.
W praktyce zazwyczaj dla bezpieczeńs-
twa stosujemy tranzystory o paramet-
rach granicznych 50...100% większych
niż planowane napięcia, prądy i moce
w projektowanym układzie. Wtedy ma-
my margines bezpieczeństwa i nie musi-
my się obawiać uszkodzenia. Stosowanie
tranzystorów ,,większych i mocniej-
szych", jest też korzystne z kilku innych
względów, a ewentualna drobna różnica
ceny nie ma żadnego znaczenia. Nie po-
padnij jednak w przesadę i nie stosuj
tranzystorów mocy oraz tranzystorów
wysokonapięciowych tam, gdzie to nie
jest konieczne.

Wydawałoby się, że sprawa jest bez-
nadziejnie prosta i bez trudu tak dobie-
rzesz warunki pracy (napięcie zasilania
i rezystancję obciążenia) i zmieścisz się
w dozwolonym obszarze pracy tranzysto-
ra. Rzeczywiście z napięciem zasilania
i prądem maksymalnym sprawa jest
prosta, ale z mocą strat nie pójdzie tak
łatwo. W grę wchodzą tu bowiem dwa
ważne zagadnienia, które musisz dobrze
zrozumieć:
- zależność mocy strat od napięcia zasila-
nia i rezystancji obciążenia,
- kwestię odprowadzania ciepła ze struk-
tury.
Dziś zajmiemy się tylko pierwszym za-
gadnieniem.
Okazuje się jednak, że często nie trze-
ba liczyć mocy strat w wyżej podany spo-
sób. W praktyce zwykle interesuje nas
najgorszy przypadek. Jeśli obliczymy
moc strat dla najgorszego przypadku, to
nie ma potrzeby przeprowadzać dalszych
obliczeń.
Rysunek 48 pomoże zrozumieć, co
mam na myśli, mówiąc o najgorszym
przypadku. Przedstawiłem na nim kon-
kretną sytuację: jakiś tranzystor współ-
pracuje z rezystancją obciążenia RL przy
napięciu zasilania Uzas (w tym przypad-
ku RL=250W, Uzas=20V). Rysunek 48b do-
tyczy w zasadzie układu pokazanego na
rysunku 48a, ale bardzo podobnie przed-
stawia się sytuacja w układzie z rysunku
48c. Idąc o krok dalej możemy rozsze-
rzyć zagadnienie: ponieważ układ scalo-
ny też zbudowany jest z tranzystorów,
podobne obliczenia dotyczą również
układów scalonych, w tym zwłaszcza
stabilizatorów. Przykład masz na rysunku
48d. We wszystkich przypadkach (rysun-
ki 48a, 48c, 48d) na tranzystorze wystę-
puje jakieś napięcie UT, a na obciążeniu -
napięcie UL.
Czy dobrze rozumiesz sens tego ry-
sunku?
Rysunek 48b mógłbyś z powodze-
niem narysować sam. Wróć do rysun-
ku 44d. Gdy prąd bazy nie płynie, nie pły-
nie też prąd kolektora i napięcie na kolek-
torze jest równe napięciu zasilającemu.
Gdy pojawi się prąd bazy i będzie się
zwiększał, odpowiednio zwiększać się
będzie prąd kolektora, a napięcie na ko-
lektorze będzie się zmniejszać. Znając
napięcie zasilające oraz rezystancję ob-
ciążenia RL możesz przeprowadzić obli-
czenia dla kilku czy kilkudziesięciu napięć
UT. Możesz obliczyć nie tylko prąd kolek-
tora, ale też moc wydzielaną w obciąże-
niu oraz w tranzystorze dla różnych na-
pięć kolektora (czyli różnych prądów ba-
zy). Gdybyś zaznaczył na wykresie punk-
ty, dla których przeprowadzałeś oblicze-
nia oraz połączył je ze sobą otrzymasz
właśnie charakterystyki z rysunku 48b.

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 6/98

Pierwsze kroki
rys. 48
a)

b)

c)

d)

Na tym rysunku niebieską linią naryso-
wałem zależność prądu kolektora od na-
pięcia UCE (czyli napięcia na tranzystorze),
przy czym prąd kolektora zaznaczyłem na
lewej skali. Jest to prosta reprezentująca
obciążenie RL. Czerwoną linią zaznaczy-
łem moc strat jaka będzie się wydzielać
w tranzystorze. Linia fioletowa pokazuje
jaka moc wydzieli się w rezystancji obcią-
żenia (uwaga! moc zaznaczona odnosi
się do skali zaznaczonej po prawej stro-
nie rysunku).
Zauważ: przy braku prądu bazy i prądu
kolektora, moc strat tranzystora jest rów-
na zeru, bo P=Uzas×0. Na rysunku 48b
pokazuje to punkt A. To oczywiste, w sta-

nie zatkania nie płynie żaden prąd i nie
ma żadnych strat mocy ani w tranzysto-
rze, ani w obciążeniu.
Teraz zwróć uwagę, co dzieje się
w stanie nasycenia - pokazuje to punkt
B. Prąd jest wprawdzie duży, ale napięcie
na tranzystorze jest bardzo małe (napię-
cie nasycenia UCEsat rzędu dziesiątek czy
setek miliwoltów). Tym samym w stanie
nasycenia moc strat cieplnych wydzielo-
nych na tranzystorze jest niewielka, moż-
na powiedzieć bliska zeru, bo P=UCEsat×I.
Jesteś zaskoczony?
Okazało się, że w stanie nasycenia,
gdy płynie największy prąd, moc strat
tranzystora jest bliska zeru! Tak jest!
Duża moc (P = Uzas×I) wydziela się
wtedy tylko w rezystancji obciążenia,
a nie w tranzystorze. Krótko mówiąc,
jeśli tranzystor pracuje jako przełącz-
nik, zarówno podczas zatkania, jak i na-
sycenia wydziela się w nim niewielka
moc strat. Już teraz powinieneś wie-
dzieć, że przy pracy impulsowej naj-
więcej strat wydziela się w krótkich
chwilach przełączania. Do tego zagad-
nienia być może jeszcze wrócimy. Na
razie zajmujemy się tranzystorem pod-
czas pracy liniowej.
Jak widzisz z rysunku 48b, największa
moc wydziela się w tranzystorze, gdy na-
pięcie kolektora jest równe połowie na-
pięcia zasilającego. I właśnie to jest ten
najgorszy przypadek, o którym wspo-
mniałem. Najgorszy, bo moc strat w tran-
zystorze jest wtedy największa. Na ry-
sunku 48b pokazuje go punkt C.
Jak łatwo zauważyć, moc strat w tran-
zystorze jest wtedy równa mocy strat
w obciążeniu. Jeśli tak, to maksymalną
moc strat, jaka wydzieli się w tranzysto-
rze, można obliczyć w beznadziejnie
prosty sposób: ponieważ w najgorszych
warunkach moc strat tranzystora jest
równa mocy strat w rezystancji obciąże-
nia RL, a napięcie zasilania dzieli się na
dwie równe części, obliczamy
P(strat tranzystora)=P(obciążenia)=(Uzas/2)×I
Ponieważ I=(Uzas/2)/RL
ostatecznie:
2
? U zas ?
?
?
? 2 ?
P(strattranzystora ) =
RL

RL =

( U zas ) 2
4 Ptot

Pozwoli też obliczyć maksymalne na-
pięcie zasilania dla danej oporności obcią-
żenia i katalogowej mocy strat
Uzas = 4R L Ptot
Jak się przekonałeś, nie trzeba być or-
łem w matematyce. Powyższe wzory też
powinieneś zapamiętać, albo zapisać sobie
na widocznym miejscu. Są to wzory doty-
czące największej mocy strat, jaka wydzie-
li się w tranzystorze przy napięciu zasilają-
cym Uzas i rezystancji obciążenia RL.
A może jeszcze zapytasz, jak te obli-
czenia mają się do krzywej reprezentują-
cej maksymalną moc strat tranzystora,
pokazanej na rysunku 45 oraz 46?
To ciekawe pytanie!
Sprawdźmy razem, czy nasz przykła-
dowy tranzystor o charakterystykach z ry-
sunków 45 oraz 46 może pracować
w układzie z rysunku 48a przy napięciu
25V o rezystancji obciążenia 250Ohm, gdzie
napięcie na tranzystorze może się płynnie
zmieniać od zera do pełnego napięcia za-
silania?
Obliczamy moc strat dla najgorszego
przypadku:
PT =

(25V)2
625
=
= 0,625W
4 × 250Ohm 1000

Ponieważ podczas pracy może wystą-
pić ten najgorszy przypadek, nasz przykła-
dowy tranzystor w podanych warunkach
będzie przeciążony. Ale czy mógłby praco-
wać w jakimś układzie przełączającym,
gdzie występują tylko dwa stany: zatkania
i nasycenia? Ponieważ w obu tych sta-
nach moc wydzielana w tranzystorze jest
równa lub bliska zeru, jest to możliwe.
Nie musimy obliczać mocy dla najgorsze-
go przypadku, bo ten przypadek w ukła-
dzie przełączającym nigdy nie występuje.
Wracając do rysunku 45 można powie-
dzieć, że aby nie przekroczyć dopuszczal-
nej mocy strat, musimy zmieścić się z na-
szą prostą obciążenia w bezpiecznym ob-
szarze pracy tranzystora. Kilka przykła-
dów znajdziesz na rysunku 49. Masz tu
rys. 49

czyli:

P( strattranzystora )

? U zas ?
?
?
? 2 ?
=
4R L

2

Tak obliczona moc oczywiście nie mo-
że być większa, niż odczytana z katalogu
moc strat tranzystora Ptot.
Powyższy wzór po przekształceniu po-
zwoli obliczyć minimalną rezystancję ob-
ciążenia przy danym napięciu zasilającym
i katalogowej mocy strat:

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 6/98

29

Pierwsze kroki
proste obciążenia dla różnych napięć zasi-
lania i różnych rezystancji obciążenia.
Na rysunku 49 proste obciążenia poka-
załem na tle ,,liniowego" rysunku 45. Spró-
buj samodzielnie zaznaczyć podobne linie
na rysunkach 46 oraz 47. Czy będą to pros-
te? Sprawdź zaznaczając kilka punktów.
W rzeczywistym układzie tranzystor
będzie pracował przy napięciu zasilają-
cym Uzas znacznie mniejszym, niż dopusz-
czalne napięcie UCE0, a zastosowana re-
zystancja obciążenia w kolektorze ograni-
czy maksymalny prąd do wartości znacz-
nie mniejszej niż ICmax. Jak już mówiłem,
zapas rzędu 50...100% jest tu jak najbar-
dziej na miejscu.
A teraz ćwiczenia. Wszystkie dotyczą
pracy liniowej.
Ćwiczenie 1.
Tranzystor ma następujące parametry:
UCE0=25V, ICmax=300mA, Ptot=100mW. Do-
rysuj na rysunku 50 krzywą reprezentują-
cą moc maksymalną 100mW.
Oblicz, jaka maksymalna moc wydzieli
się (w najgorszym przypadku) w tym tran-
zystorze w następujących warunkach:
1. Uzas = 10V, RL = 1kOhm
2. Uzas = 25V, RL = 390Ohm
3. Uzas = 9V, RL = 51Ohm
4. Uzas = 25V, RL = 100Ohm
Zaznacz na rysunku 50 proste obciąże-
nia dla tych czterech przypadków. Czy
tranzystor może pracować w takich wa-
runkach?

Jeśli wydaje ci się, że już wiesz wszys-
tko na temat mocy strat tranzystora, to
muszę cię zmartwić. Gdyby nasze rozwa-
żania dotyczyły tylko tranzystorów małej
mocy, podane wiadomości od biedy by
wystarczyły. Ale w przypadku tranzysto-
rów większej mocy wchodzą w grę do-
datkowe czynniki. Podana w katalogu do-
puszczalna moc strat Ptot jest ściśle
związana z temperaturą struktury pół-
przewodnikowej i skutecznością odpro-
wadzania stamtąd ciepła. Tym ważnym
tematem zajmiemy się za miesiąc.

rys. 51

rys. 52

Powtórka

UCE0=45V, ICmax=500mA, Ptot=300mW. Ob-
licz, w jakim zakresie napięć zasilających
nie będzie on przeciążony.
Ćwiczenie 4
Tranzystor T1 w układzie stabilizatora
z rysunku 53 ma następujące parametry:
UCE0=50V, ICmax=100mA, Ptot=300mW
rys. 53

Każdy stosowany przez ciebie tranzys-
tor musi pracować w tak zwanym bez-
piecznym obszarze pracy.
Obszar ten jest ograniczony przez:
- maksymalne napięcie kolektora UCE0
- maksymalny prąd kolektora ICmax
- dopuszczalną moc strat Ptot
- zjawisko tak zwanego drugiego prze-
bicia.
Obszar bezpiecznej pracy zazwyczaj
podany jest w katalogu w postaci ry-
sunku.
W praktyce należy unikać pracy tran-
zystora przy napięciu, prądzie i mocy
zbliżonych do maksymalnych. Zastoso-
wanie tranzystora ,,większego i silniej-
szego" o 50...100% niż wymagane mi-
nimum jest korzystniejsze i pozwala
uniknąć długich obliczeń.

Piotr Górecki

rys. 50

Oblicz, jaki prąd maksymalny może
płynąć przez ten tranzystor przy napięciu
wyjściowym stabilizatora równym 5V.
Przeprowadź obliczenia dla dwóch napięć
zasilających:
a) Uzas = 25V
b) Uzas = 7V

Konkurs
Wśród osób, które przez najbliższy
miesiąc (do czasu ukazania się następ-
nego numeru EdW) nadeślą prawidło-
we rozwiązania ćwiczeń 2 - 5, zostaną
rozlosowane nagrody - niespodzianki.

Ćwiczenie 5
Mając tranzystor o parametrach: UCE0=45V,
ICmax=500mA, Ptot=300mW sprawdź, czy
może on pracować w układzie płynnej re-
gulacji jasności świecenia zespołu żół-
tych diod LED w układzie z rysunku 54.
Wykonaj proponowane ćwiczenia.
Odpowiedzi znajdziesz w następnym
odcinku.
Ćwiczenie 2
Mając tranzystor o parametrach jak w po-
przednim ćwiczeniu oblicz, jaka może być
minimalna rezystancja obciążenia w ukła-
dzie z rysunku 51.
A jaka moc wydzieli się w tej rezystan-
cji przy pełnym otwarciu (nasyceniu) tran-
zystora?

rys. 54

Ćwiczenie 3
W układzie z rysunku 52 chcemy za-
stosować tranzystor o parametrach:

30

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 6/98


Tranzystory dla początkujących (zxpro).rar > Tranzystory, cz20.pdf

Zamienniki
TRANZYSTORY
dla

POCZĄTKUJĄCYCH

Część 20
Zgodnie z zapowiedzią, artykuły o wzmacniaczach operacyj-
nych będą się ukazywać na przemian z artykułami o tranzysto-
rach. Oto artykuł o bardzo istotnym problemie zamienników. Do-
tyczy głównie tranzystorów, ale również diod, tyrystorów i triaków.
Po przeanalizowaniu wcześniejszych od-
cinków o tranzystorach, jesteś uzbrojony
w znaczną wiedzę na temat modeli, parame-
trów tranzystora i zapewne się zastanawiasz,
czym tak naprawdę różnią się poszczególne
typy tranzystorów?
Niniejszy artykuł ma rozproszyć niepo-
trzebne obawy i rozjaśnić mroczny problem
zamienników. Osobiście znam elektroników,
którzy, gdy napotkają na schemacie konkret-
ny tranzystor, powiedzmy BC528, to stają na
głowie, żeby takowy zdobyć. Nie przyjdzie
im do tejże głowy, że można go zastąpić ja-
kimkolwiek dowolnym tranzystorem małej
mocy, choćby BC548, BC108, 2N2222,
a w niektórych przypadkach dosłownie ja-
kimkolwiek innym NPN. To samo dotyczy
diod. Pamiętam, jak kiedyś przed laty dział
zaopatrzenia pewnej firmy wyczyniał cuda,
by szybko zdobyć zagraniczne diody 1N914,
gdy tymczasem w danym układzie diody ta-
kie można było zastąpić dosłownie jakimi-
kolwiek krajowymi diodami krzemowymi.
Ty nie popełniaj takich błędów! Zdecydo-
wana większość początkujących elektroni-
ków ma głęboko zakorzenione przeświadcze-
nie, iż uszkodzony tranzystor (dioda) może
być zastąpiony jedynie tranzystorem (diodą)
dokładnie tego samego typu, ewentualnie
ścisłym zamiennikiem podanym w katalogu.
Przeświadczenie takie jest powszechne,
a przy tym bardzo często błędne. W większo-
ści przypadków naprawdę nie trzeba szu-
kać ŚCISŁEGO odpowiednika.

Tranzystory
Nie znaczy to jednak, że zawsze można
zastosować jakikolwiek dowolny tranzystor
w miejsce innego. Musisz zrozumieć podsta-

Elektronika dla Wszystkich

Nie zawsze elektronik ma pod ręką typ tranzystora czy diody
podany na schemacie. Czym go zastąpić? Czy musi to być ścisły
odpowiednik? Czy można dać cokolwiek wprost z półki? Jakie
parametry są najważniejsze? Które parametry są mniej ważne?

wowe zależności. Podejdźmy do tego z naj-
prostszej strony.
Z pewnością niektóre tranzystory mają
większe wymiary półprzewodnikowej struk-
tury, i to zapewne są tranzystory mocy. Inne
mogą mieć jakąś specyficzną budowę we-
wnętrzną, na przykład wymyślny kształt ob-
szaru bazy - to będą na przykład tranzystory
wysokiej i bardzo wysokiej częstotliwości.
Tak, Mój Drogi, tu otwiera się kolejny bar-
dzo obszerny rozdział dotyczący technologii
i fizycznej budowy tranzystora. Podręczniki
poświęcają temu zagadnieniu ogromnie dużo
miejsca. Przypuszczam, że takie obszerne
opisy są po części odpowiedzialne za lęk
przed zamiennikami. Jeśli różne firmy stosu-
ją różnorodne modyfikacje procesu technolo-
gicznego, to chyba otrzymane tak tranzysto-
ry istotnie się różnią? STOP! Nie tędy droga!
Powiem Ci szczerze, że mnie zawsze mie-
rziły te dziesiątki stron, zawierające opisy
budowy tranzystorów, przekroje złącz,
warstw metalizacji, oraz tasiemcowe opisy
procesów technologicznych (przykład na ry-
sunku 1). Elektronikowi, nawet konstrukto-
rowi, potrzebne jest co najwyżej 10% poda-
wanej tam wiedzy, może nawet mniej. Cała
reszta może zainteresować tylko tych, którzy
zajmują się projektowaniem tranzystorów
i układów scalonych, a to jest wąska grupka
wysoko kwalifikowanych specjalistów. Ty
przecież nie masz dostępu do informacji na
temat wewnętrznej budowy konkretnego
tranzystora, a nawet gdybyś rozwalił obudo-
wę i "dokopał" się do krzemowej struktury,
to i tak nic Ci to nie da. Dlatego nie przejmuj
się technologią.
Dla nas, praktykujących elektroników, jest
istotne, że budowa wewnętrzna tranzystora

znajdzie odbicie w jego modelu i parametrach.
Już intuicyjnie można się domyślić, że tranzy-
story o dużych rozmiarach struktury general-
nie będą mieć większe prądy i moce, ale też
większe pojemności, a tym samym mniejsze
częstotliwości maksymalne. Z kolei tranzysto-
ry w.cz. z założenia muszą mieć małe pojem-
ności. Jeśli nie da się po prostu zmniejszać
wymiarów (np. w tranzystorach mocy w.cz.),
to trzeba zastosować jakieś wymyślne sposo-
by, by zredukować wpływ szkodliwych czyn-
ników. Zdziwisz się, jeśli kiedyś będziesz miał
okazję poznać takie sposoby. W tej chwili nie
będziemy się wgłębiać w szczegóły - najważ-
niejsze jest to, że potem ma to odbicie w po-
szczególnych parametrach tranzystora.
No tak, ale istnieją setki typów najzwyczaj-
niejszych bipolarnych tranzystorów małej czę-
stotliwości, małej mocy. Okazuje się, że ich pa-
rametry są zbliżone. Częstokroć różnice są mi-
nimalne, czasem żadne - różna jest tylko na-
zwa. Dlaczego wiec istnieją tysiące typów bar-
dzo podobnych tranzystorów? Dlaczego ktoś
nie zrobi porządku w tym całym bałaganie i nie
zadecyduje, że odtąd ma być produkowanych,
powiedzmy dziesięć, niech nawet pięćdziesiąt,
typów tranzystorów?
Rys. 1 Budowa wewnętrzna tranzystora

37

Pierwsze kroki
Pomysł doskonały, jednak na przeszkodzie
stoją prozaiczne realia. Ktoś kiedyś opatento-
wał sposób produkcji poszczególnych tranzy-
storów. Jeśli ktoś inny chciałby produkować
tranzystor o tym oznaczeniu, musi wykupić li-
cencję i zapłacić. Między innymi dlatego wie-
le firm, zamiast korzystać z doświadczeń in-
nych, woli produkować własne typy, minimal-
nie różniące się parametrami od dostępnych na
rynku. Jest też inne istotne uzasadnienie - now-
sze opracowania są lepsze od starszych. Z ko-
lei starsze typy są od lat znane i popularne...
Nie ma więc szans na to, by zdecydowa-
nie ograniczyć liczbę dostępnych typów tran-
zystorów. Na rynku były i będą nadal liczne
typy tranzystorów o zbliżonych parametrach,
różniące się przede wszystkim oznaczeniem.
Na marginesie należałoby wspomnieć, że
globalna produkcja niektórych typów, na
przykład BC548 czy 2N2222 jest ogromna,
natomiast innych - znikoma. W katalogu tego
nie widać - wszystkie typy zajmują w zbior-
czym katalogu po jednej linijce tekstu - zo-
bacz rysunek 2. Poza tym, wiele typów opi-
sanych w katalogu już dawno wycofano
z produkcji. Nie ma żadnych szans na ich
zdobycie, a dane są tylko dla porównania, że-
by dobrać odpowiednik.
Rys. 2 Fragment katalogu

I tu pomału dochodzimy do sedna sprawy.
Niektórzy nieświadomi elektronicy błędnie
uważają, że w tranzystorze duże znaczenie
mają: obudowa, zastosowana technologia
produkcji i wynikająca stąd budowa wewnę-
trzna oraz oznaczenie. Niewiele to ma wspól-
nego z prawdą. Jak się słusznie domyślasz,
tranzystory mogą mieć zupełnie inną budo-
wę, ale jeśli PARAMETRY NAJWAżNIEJSZE DLA
DANEGO ZASTOSOWANIA Są ZBLIżONE, TO
MOżNA JE BEZ OBAW STOSOWAĆ WYMIENNIE.
Nie ma tu nic z magii - wszystko znajduje
odbicie w parametrach, podawanych w kata-
logach, i tak naprawdę tylko one mają zna-
czenie. Nie gra większej roli ani obudowa,
ani oznaczenie, ani to, kto jest producentem.
Nie znaczy to jednak, że zawsze można
zastosować pierwszy lepszy tranzystor. Trze-
ba trochę pomyśleć.
Można tu rozróżnić następujące przypadki:
1. Zupełnie nie wiadomo, co to za tranzy-
stor; nie można rozszyfrować oznaczenia lub
takiego oznaczenia nie ma (na przykład tran-
zystor eksplodował).
2. W katalogu daje się zidentyfikować
tranzystor, ale nigdzie nie można go kupić.
3. Daje się zidentyfikować; jest w katalogu
firmy wysyłkowej, ale bardzo drogi; taki zakup
to kłopot oraz strata czasu i pieniędzy - może
uda się go zastąpić czymś, co jest pod ręką.

Rzeczywiście, często problem polega na
tym, że oryginalny tranzystor uległ zupełne-
mu uszkodzeniu i nie wiadomo nawet, czy
był to zwykły tranzystor bipolarny, darling-
ton, czy MOSFET, i jaką miał polaryzację.
Trzeba spróbować to ustalić rozrysowując
układ ,,z natury" - zobacz rysunek 3. Konfi-
guracja współpracujących elementów, zwła-
szcza w obwodzie bazy (bramki) pozwoli
znaleźć odpowiedź. Oczywiście wymaga to
pewnej wiedzy ogólnej; trudno podać szcze-
gółowe recepty. Generalnie w układach
z tranzystorami bipolarnymi w obwodzie ba-
zy występują rezystory lub inne elementy
ograniczające prąd. W przypadku MOSFET-
ów takich rezystorów nie ma, a obwód steru-
jący ma niewielką rezystancję wewnętrzną.

Rys. 3 Czasem trzeba rozrysować
układ na podstawie płytki

Pewne utrudnienie stwarzają tranzystory
w układzie Darlingtona. Obwody sterujące
nimi są podobne jak obwody sterujące zwy-
kłymi tranzystorami. Jedynie ich wydajność
prądowa jest mniejsza ze względu na duże
wzmocnienie. Z uwagi na istotne różnice,
zwłaszcza szybkość i wzmocnienie, nie po-
winno się zastępować zwykłych tranzysto-
rów,,darlingtonami (i na odwrót).
Zazwyczaj nie można zastąpić tak po pro-
stu tranzystora bipolarnego MOSFET-em -
choć jest to możliwe, a czasem nawet celo-
we. Zwykle trzeba wtedy zmodyfikować ob-
wody sterujące, a to już wymaga pewnej wie-
dzy. Zamiana w drugą stronę - MOSFET-a na
tranzystor bipolarny nie ma sensu.
Nie można też oczywiście zastąpić tran-
zystora NPN tranzystorem PNP i na odwrót,
bez istotnych zmian w układzie. To samo do-
tyczy MOSFET-ów z kanałem N i P.
Często można natomiast zastąpić wysoko-
napięciowego MOSFET-a N tranzystorem
IGBT, ale to inna historia.
Uwaga! Ła-
two może zajść
p o m y ł k a
w identyfikacji,
gdy uszkodzo-
ny element nie
jest tranzysto-
rem, tylko ty-
Rys. 4 Układ wyprowa-
rystorem,
dzeń tyrystorów

38

Elektronika dla Wszystkich

Pierwsze kroki
triakiem lub trzykońcówkowym stabilizato-
rem. Pomyłek takich można w prosty sposób
uniknąć, pamiętając, że tyrystory i triaki mo-
cy mają odmienny, niejako odwrotny układ
wyprowadzeń
- elektroda ste-
rująca - bram-
ka umieszczo-
na jest inaczej
niż baza czy
b r a m k a
w tranzysto-
rach - zobacz Rys. 5 Układ wyprowa-
rysunki 4 i 5.
dzeń triaków

Parametry
Od dawna wiesz, że podstawowe parame-
try tranzystora bipolarnego to maksymalne
napięcie kolektor-emiter, prąd kolektora,
moc strat i wzmocnienie prądowe. Odpowie-
dnik nie powinien być gorszy. W dobrze za-
projektowanym układzie wzmocnienie tran-
zystora nie powinno mieć istotnego wpływu
na funkcjonowanie i parametry. Oczywiście
w ogromnej większości przypadków zastoso-
wanie zamiennika o większym współczynni-
ku wzmocnienia prądowego nie zaszkodzi.
Jedynie w rzadkich przypadkach, gdy uszko-
dzony tranzystor był z grupy selekcjonowa-
nej, wzmocnienie może być istotne.
A może wpadłeś na genialny pomysł, by na
wszelki wypadek w miejsce nieznanego,
uszkodzonego tranzystora dać coś znacznie
lepszego - konkretnie wysokonapięciowy tran-
zystor lub nawet darlingtona dużej mocy.
Czy zawsze można dać większy tranzystor
(mocy) zamiast mniejszego? Na pierwszy rzut
oka jest to logiczne. Ale tylko na pierwszy
rzut oka. Byłby to bardzo ryzykowny sposób
i nie polecam Ci go. Generalnie zamiennik
może mieć moc większą, ale bez przesady.
Tranzystory mocy zazwyczaj mają nieduże
wzmocnienie i mniejszą szybkość. Darlington
ma podwojone napięcie przewodzenia UBE,
jest bardzo powolny i na pewno nie nadaje się
do szybkich układów impulsowych.
Duże obawy budzi u początkujących do-
puszczalny zakres temperatur pracy. W prak-
tyce okazuje się, że nie jest to wcale wielki
problem - tranzystory (i układy scalone)
śmiało mogą pracować w temperaturach niż-
szych niż podaje katalog. W razie potrzeby
tanie tranzystory do sprzętu powszechnego
użytku mogą też pracować w bardziej wyma-
gających zastosowaniach, jak układy samo-
chodowe, alarmy, automatyka przemysłowa,
a tym bardziej zabawki czy zasilacze. Pogor-
szeniu może ulec tylko niezawodność.
Jak uważasz, czy tranzystor bardzo wyso-
kiej częstotliwości można zastosować w ob-
wodzie m.cz.? Może się zdziwisz - zazwy-
czaj TAK, choć nie ma to specjalnego sensu.
A czy tranzystor impulsowy można zastoso-
wać w obwodzie m.cz? Jak najbardziej! Tak-

Elektronika dla Wszystkich

że tak zwane tranzystory m.cz. mogą być sto-
sowane w wielu obwodach w.cz. bo ich czę-
stotliwość graniczna sięga 200...500MHz.
Większe będą jednak szumy. Ostrożnie nato-
miast ze stosowaniem tranzystorów m.cz.
w jakichkolwiek bardzo szybkich układach
impulsowych.
W przypadku MOSFET-ów takich podzia-
łów nie ma. Jeśli zamiennik ma odpowiednie
napięcie pracy, prąd i rezystancję w stanie
otwarcia, można go śmiało zastosować.
Tyle o zamiennikach dla nieznanych ty-
pów tranzystorów. Jeśli natomiast typ tranzy-
stora, który uległ uszkodzeniu jest znany, ale
nie można go kupić, trzeba
- przeanalizować, jakie parametry, mają
kluczowe znaczenie w tym konkretnym za-
stosowaniu,
- zwrócić uwagę na warunki pracy.
Bardzo ważne jest też określenie, które je-
szcze parametry, oprócz napięcia, prądu
i mocy, są istotne w danym zastosowaniu.
Dla tranzystora w.cz. duże znaczenie będą
mieć pojemności wewnętrzne oraz częstotli-
wość graniczna. Zarówno w układach w.cz.
jak i w przedwzmacniaczach audio istotny
jest poziom szumów tranzystora. W wielu
układach najważniejsza będzie moc strat
i związana z tym rezystancja termiczna.
Przykładowo w sieciowych zasilaczach
impulsowych czy przetwornicach kluczowe
parametry to napięcie UCE0 i maksymalny
prąd Ic, a jeszcze bardziej czasy przełączania.
Tu rzeczywiście trzeba być ostrożnym, by
nie wstawić tranzystora słabszego, który albo
szybko ulegnie uszkodzeniu, albo nie zapew-
ni odpowiednich parametrów. Wprawdzie
można śmiało zastosować inny typ o tym sa-
mym lub większym napięciu i prądzie, jed-
nak zdarza się, że po wymianie nowy tranzy-
stor wprawdzie pracuje, ale albo się nadmier-
nie grzeje, albo coś innego jest nie w porząd-
ku. Właśnie w przypadku wysokonapięcio-
wych tranzystorów impulsowych czasem da-
ją o sobie znać specyficzne właściwości,
o których nie wspomina uproszczony katalog
- choćby właśnie szybkość przełączania.
Wtedy nie pozostaje nic innego, jak próbo-
wać
znaleźć
bliższy odpowie-
dnik, bądź dać
nowszy, lepszy
element.
Zawsze warto
zapytać sprze-
dawcę - wielu z nich orientuje się, do czego
nadają się poszczególne tranzystory, a do
czego nie. Można też zapytać, jakie podobne
typy są najczęściej kupowane - już to może
być użyteczną wskazówką.
Generalnie trzeba być ostrożnym w przy-
padkach, gdy tranzystor jest, powiedzmy "wy-
żyłowany", czyli pracuje w trudnych warun-
kach, w pobliżu swych parametrów granicz-
nych, na przykład przy wysokich napięciach,

przy wysokiej częstotliwości, dużej mocy lub
w jakichś szybkich układach impulsowych.
Ale gdy tranzystor pracuje w warunkach
umiarkowanych, wtedy naprawdę rzadko
trzeba szukać ścisłego odpowiednika. Można
zastosować w miarę podobny, a łatwiej do-
stępny. Dotyczy to na przykład sprzętu dale-
kowschodniego, zawierającego tranzystory,
nieosiągalne u nas w detalu. Przykładowo nie
trzeba szukać ścisłego zamiennika japońskie-
go, tajwańskiego czy koreańskiego tranzy-
stora małej mocy w torze audio popularnego
radiomagnetofonu kupionego na bazarze.
Trzeba jedynie stwierdzić, czy to rzeczywi-
ście tranzystor bipolarny oraz zidentyfiko-
wać polaryzację (PNP, NPN) i układ wypro-
wadzeń. W przypadku tranzystora NPN spo-
kojnie można wstawić jakikolwiek BC548, a
w przypadku PNP - BC558. Na wszelki wy-
padek lepiej byłoby dać tranzystor nisko-
szumny,
odpowiednio
na
przykład
BC549C i BC559B. Zastosowanie takich ni-
skoszumnych tranzystorów (z końcówką
oznaczenia 9) na pewno nie zaszkodzi,
a w przypadku grupy B wzmocnienie będzie
na pewno wystarczająco duże. Oczywiście
można zastosować inne
popularne tranzystory,
NPN:
BC107...109,
2N2222, BC547,
BC237...9, itd. oraz PNP:
BC157..159,
BC307...309
BC557...559, itd.
Można jeszcze dodać,
że wschodnie tranzysto-
ry serii 2SC, 2SA,
2SK... są oznaczane Rys. 6 Tranzystor
w sposób uproszczony,
2SC2562
to znaczy pomija się
znaki 2S. Oznaczenie C2562 informuje, że jest
to tranzystor 2SC2562 - zobacz rysunek 6.
Mając oznaczenie trzeba poszukać w kata-
logu - wystarczy zbiorczy katalog zawierający
skrócone dane kilkudziesięciu tysięcy (tak!) ty-
pów tranzystorów - rysunek 7. Katalogi takie
dostępne są w Księgarni Wysyłkowej AVT.

Rys. 7 Dane katalogowe tranzystora
2SC2562

Generalnie, jeśli w grę wchodzi stary
tranzystor, opracowany ponad dwadzieścia
lat temu, to należy się spodziewać, że
podobny, znacznie nowszy typ będzie lep-
szy pod wieloma względami, w tym bar-
dziej niezawodny.

39

Pierwsze kroki
Z identyfikacją bywają jednak duże kłopo-
ty. Trzeba wiedzieć, że w wielu przypadkach
duży wytwórca wyrobów finalnych (OEM)
zamawia u producenta półprzewodników
ogromną partię tranzystorów (lub innych ele-
mentów) do konkretnego urządzenia. Choć
struktury półprzewodnika są identyczne jak
w typowych elementach przeznaczonych na
rynek, jednak oznaczenie może być inne, nie-
zgodne z przyjętymi międzynarodowymi sy-
stemami oznaczeń.
To właśnie dlatego próba znalezienia
w katalogu elementu o numerze odczytanym
z uszkodzonego elementu często kończy się
fiaskiem. Literki czy cyferki nie niosą w tym
wypadku żadnej treści, a nawet mogą wpro-
wadzać w błąd - jest to jakiś, można powie-
dzieć, ,,prywatny typ" tranzystora. Odpowie-
dnika trzeba szukać rozrysowując układ
i analizując warunki pracy.

Diody
Z diodami sprawa jest jeszcze prostsza.
Podstawowe parametry diody to:
- maksymalne napięcie wsteczne,
- maksymalny prąd przewodzenia.
Dodatkowo, w wielu zastosowania ważna
jest szybkość. W uproszczeniu można powie-
dzieć, że każda dioda oprócz ,,diody właściwej"
ma pasożytniczą pojemność - zobacz rysunek
8. Gdy dioda
przewodzi,
ta
szkodliwa pojem-
ność jest prak-
tycznie rozłado-
wana (bo napięcie
przewodzenia nie Rys. 8 Szkodliwa
przekracza 1V).
pojemność
Gdy jednak na-
w diodzie
pięcie zmienia
biegunowość i dioda jest polaryzowana wstecz-
nie, wspomniana pojemność musi się nałado-
wać. Przez jakiś czas przez diodę płynie duży
prąd wsteczny - nie przez ,,diodę właściwą", tyl-
ko przez tę pojemność. Ilustruje to rysunek 9.
Przy ma-
łych często-
tliwościach
(np. 50Hz)
nie ma to
większego
znaczenia,
bo ładunek
zgromadzo-
ny w pojem-
ności
jest
niewielki.
Jednak przy
częstotliwo-
ściach rzędu
dziesiątek
kiloherców
może
się Rys. 9 Wpływ pojemności
okazać, że
pasożytniczej na
dioda
nie
pracę prostownika

40

spełnia swoich funkcji, bo prąd wsteczny
związany z tą pojemnością jest zbliżony do
prądu przewodzenia. Aby dioda mogła pra-
cować przy dużych częstotliwościach, wspo-
mniana pojemność musi być odpowiednio
mała.
Właśnie dlatego diody podzieli się na trzy
zasadnicze grupy:
o ,,zwykłe" diody prostownicze (duża
szkodliwa pojemność, szeroki zakres prądów
i napięć), w katalogach określane jako stan-
dard diodes, general purpose diodes.
o szybkie diody impulsowe (mała pojem-
ność, wysokie napięcie pracy), określane
(ultra) fast recovery.
o diody Schottky'ego (bardzo mała po-
jemność, niskie napięcie pracy).
W typowych diodach napięcie przewodzenia
wynosi około 0,7...1V, w diodach Schottky'ego
około 0,3...0,5V. Oznacza to mniejsze straty
mocy przy prostowaniu. Nie bez powodu diody
Schottky'ego (czytaj: szotkiego) są czasem na-
zywane ,,diodami szybkiego" - wspomniana po-
jemność jest bardzo mała. Ale uwaga - diody
Schottky'ego nie mogą pracować przy wyso-
kich napięciach. Maksymalne napięcia wstecz-
ne tych pożytecznych diod leżą w zakresie
15...90V. Przy wyższych napięciach koniecznie
trzeba stosować szybkie diody impulsowe.
W katalogach diod zamiast wartości tej szkodli-
wej pojemności podaje się częściej czas ustalania
charakterystyki wstecznej (trr), zazwyczaj w nano-
sekundach. Dla szybkich diod wynosi on, zależnie
od prądu (wielkości struktury), od kilkunastu do
kilkuset nanosekund. Jeśli w ofercie handlowej
obok napięcia i prądu podano też czas, chodzi
o szybką diodę impulsową (fast recovery). Jeśli po-
dano tylko napięcie i prąd - najprawdopodobniej
jest to ,,zwykła", powolna dioda prostownicza.
Z podanych informacji wynikają proste
wnioski:
W obwodach prostowników pracują-
cych PRZY CZĘSTOTLIWOŚCIACH SIECI
(50Hz) można stosować zamiennie DOWOL-
NE INNE DIODY (impulsowe i Schottky'ego),
byle miały napięcie pracy i prąd nie mniej-
sze niż oryginały.
W szczególności zamiast zwykłych diod
prostowniczych zawsze można stosować dio-
dy Schottky'ego o odpowiednim prądzie
i napięciu - spadek napięcia i straty mocy bę-
dą około dwukrotnie mniejsze, niż w przy-
padku zwykłych diod prostowniczych.
Rzadko natomiast ma sens zamiana
w drugą stronę - diody Schottky'ego na
,,zwykłą". W grę wchodzą tu dwa czynniki.
Jeden to napięcie przewodzenia i związane
z tym straty mocy. Drugi to szybkość.
Szukając zamiennika dla szybkiej diody
impulsowej na przykład z zasilacza impulso-
wego czy obwodu odchylania poziomego te-
lewizora), oprócz napięcia i prądu trzeba ko-
niecznie uwzględnić szybkość. Zamiennik
nie może być wolniejszy, dlatego nie zawsze
można i warto stosować ,,na wszelki wypa-

dek" diod, o znacznie większym prądzie. Ge-
neralnie, czym większy prąd maksymalny,
tym większa pojemność.
Tyle o diodach.

Tyrystory i triaki
Ogromna większość tyrystorów i triaków
pracuje w obwodach sieci 50Hz. W takich za-
stosowaniach można wykorzystać jakiekol-
wiek zamienniki, byleby dopuszczalne prąd
i napięcie nie były mniejsze niż w oryginale.
Jedynie w przypadku tyrystorów pracują-
cych w szybkich układach impulsowych trzeba
szukać równie szybkich zamienników. Nie ma
natomiast szybkich triaków - wszystkie prze-
znaczone są do pracy przy częstotliwości sieci.

Wnioski
Z podanych informacji mogłoby wynikać,
że znalezienie zamiennika nigdy nie będzie
problemem. W zasadzie jest to prawda, ale
należałoby dodać - prawie nigdy.
Jest mianowicie pewna dziedzina, w której
problem zamienników występuje z większym
natężeniem. Układ nie tylko nie chce działać
z jakimkolwiek zamiennikiem, ale nawet
z niektórymi egzemplarzami podanego typu!
Nietrudno się domyślić, że chodzi o układy
wysokiej częstotliwości. Wielu radioamato-
rów na własnej skórze doświadczyło podob-
nych niepowodzeń. Typowym przykładem
jest dość popularny generator o schemacie
pokazanym na rysunku 10. Nie wtajemnicze-
ni uważają nawet, że nigdy nie będzie on
działał, bo przecież rezonator kwarcowy sam
z siebie nie jest źródłem drgań, a wygląda na
to, że tranzystor jest tu tylko wzmacniaczem
sygnałów (samoistnie) powstających na
kwarcu. Układ jednak może działać, a to ze
względu na obecność wewnętrznych pojem-
ności dren-bramka i bramka-źródło (kolektor-
baza i baza-emiter). Układ może działać i bę-
dzie działać,
ale
tylko
z tranzysto-
rami o odpo-
wiednich
parame-
trach. Wy-
miana tran-
zystora na
inny, nawet
p o d o b n y,
uniemożliwi
pracę. Taka
s y t u a c j a Rys. 10 Generator
zdarza się tranzystorowy
jednak rzad-
ko.
W większości przypadków odpowiednik
można dobrać w prosty sposób, wykorzystu-
jąc podane wcześniej wskazówki. Podsumo-
waniem tego odcinka niech będzie hasło:
NIE BÓJMY SIĘ ZAMIENNIKÓW!
Piotr Górecki

Elektronika dla Wszystkich


Tranzystory dla początkujących (zxpro).rar > Tranzystory, cz7.pdf

Pierwsze kroki

część

7

Tranzystory
dla początkujących
Parametry termiczne
W poprzednim odcinku dowiedziałeś się,
że tranzystor zawsze musi pracować w bez-
piecznym obszarze. Znakomicie poradziłeś
sobie z ćwiczeniami i wydaje ci się, że już
dokładnie poznałeś problem mocy strat. Te-
raz już wiesz, że warunki pracy tranzystora
są ograniczone czterema czynnikami:
- dopuszczalnym napięciem kolektor-
emiter
- dopuszczalnym prądem kolektora
- zjawiskiem drugiego przebicia
- maksymalną mocą strat
Dwa pierwsze rozumiesz doskonale:
zbyt wysokie napięcie po prostu dopro-
wadzi do przebicia i nieodwracalnego
uszkodzenia złącza, a za duży prąd kolek-
tora stopi cieniutkie doprowadzenia.
Problemu drugiego przebicia nie musisz
zgłębiać - jest ono uwzględnione w kata-
logu na rysunku pokazującym bezpieczny
obszar pracy. Wystarczy, by twój tranzys-
tor nie pracował w obszarze drugiego
przebicia, czyli przy napięciach bliskich
UCE0 i znacznych prądach.
Poznałeś też kolejny ważny parametr -
moc strat. Umiesz obliczyć maksymalną
moc strat tranzystora dla danego napięcia
zasilającego i rezystancji obciążenia. Po-
trafisz dobrać obciążenie, by przy danym
napięciu zasilającym nie przekroczyć do-
puszczalnej mocy strat.
I tu muszę cię trochę rozczarować: do-
tychczasowa wiedza od biedy wystarczy

22

jedynie do zrozumienia i wykorzystania
tranzystorów małej mocy. W przypadku
tranzystorów większej mocy nie wystar-
czą przeprowadzić proste obliczenia, jak
to robiliśmy w poprzednim odcinku, pole-
gające na sprawdzeniu, czy moc strat
w danym układzie nie przekroczy odczy-
tanej z katalogu dopuszczalnej mocy strat
Ptot! Kluczowe znaczenie ma tu bowiem
temperatura złącza, czyli krzemowej
struktury tranzystora.
Dziś zajmiemy się tą sprawą bliżej.
Wydzielające się w tranzystorze ciepło
trzeba odprowadzić i rozproszyć do oto-
czenia. Jak myślisz, od czego zależy szyb-
kość przepływu ciepła między złączem
tranzystora a otoczeniem?
To ważne pytanie!
...
Szybkość przepływu ciepła na pewno
zależy od różnicy temperatur, ale też od
izolacji cieplnej. Jeśli elektryczny piecyk
starannie owiniesz materiałem termoizo-
lacyjnym, na przykład kocem, ciepło bę-
dzie przepływać wolniej, natomiast tem-
peratura piecyka będzie szybko rosnąć
i koc po kilku minutach się zapali.
W elektronice jest podobnie. Gdy
w złączu tranzystora zaczyna się wydzie-
lać moc cieplna równa P=UCE×IC, to tem-
peratura tego złącza rośnie. Ze wzrostem
różnicy temperatur złącze-otoczenie
wzrasta też ilość ciepła przepływająca do

otoczenia. Czy temperatura złącza będzie
rosła w nieskończoność? Ależ skąd!
W pewnym momencie wytwarza się
równowaga: różnica temperatur wzrosła
na tyle, że cała ilość wytwarzanego ciep-
ła przepływa do otoczenia. Dzięki temu
temperatura już nie wzrasta. Zapamiętaj
to - w normalnych warunkach pracy
w tranzystorze wytwarza się stan równo-
wagi cieplnej - temperatura wzrasta na
tyle, by całe ciepło wydzielane w złączu
było na bieżąco odprowadzane do otocze-
nia. Jeśli nie zadbasz, by to ciepło sku -
tecznie odprowadzić do otoczenia, dopro -
wadzisz do nadmiernego wzrostu tempe -
ratury złącza i nieodwracalnie zniszczysz
tranzystor.
Niestety, muszę ci to szczegółowo
wyjaśnić, ponieważ i tu funkcjonują błęd-
ne wyobrażenia. Okazuje się, że
w ogromnej większości przypadków tran-
zystor mocy nie może pracować z katalo-
gową mocą strat Ptot! Trzeba bowiem
uwzględnić dodatkowe czynniki.

Maksymalna temperatura
złącza
Zapamiętaj raz na zawsze: wysoka
temperatura jest śmiertelnym wrogiem
półprzewodników.
Początkujący wyobrażają sobie, że ist-
nieje jakaś ściśle określona granica, po
przekroczeniu której element półprze-

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 7/98

Pierwsze kroki
Patrząc na to z drugiej strony, masz na-
stępny ważny wniosek praktyczny - jeśli
temperatura złącza pracującego tranzys-
tora będzie znacznie niższa, niż te umow-
ne +150°C, na przykład będzie wynosić
+30°C czy +50°C, prawdopodobieństwo
uszkodzenia będzie bardzo, bardzo małe
- śmiało można uważać, że w takich wa-
runkach pracy tranzystor będzie wiecz-
ny. Tym zdaniem chciałbym rozproszyć
wodnikowy ulega uszkodzeniu, na podo-
bieństwo cyny, która topi się w pewnej,
dokładnie określonej temperaturze. Jest
to wyobrażenie całkowicie błędne. Co
prawda w katalogach półprzewodników
podawana jest maksymalna temperatura
złącza, oznaczana Tjmax (Tjmax), zwykle
+150°C, ale wcale to nie znaczy, że na
przykład w temperaturze +200°C ele-
ment stopi się, lub natychmiast ulegnie
uszkodzeniu. Temperatura topnienia krze-
mu jest znacznie wyższa. Znam ,,ekspe-
rymentatorów", którzy na pracujących
tranzystorach mocy (typu 2N3055) topili
cynę - temperatura obudowy przekracza-
ła więc +200°C, temperatura złącza była
na pewno znacznie wyższa, i... tranzysto-
ry nie uległy uszkodzeniu.
To skąd te katalogowe +150°C?
To proste. W tej temperaturze ryzyko
uszkodzenia jest jeszcze stosunkowo
małe. Element pracujący w tej tempera-
turze powinien (biorąc statystycznie) po-
winien bezawaryjnie pracować, powiedz-
my przez 10000 godzin (to jest ponad rok
ciągłej pracy). W grę wchodzi tu statysty-
ka i rachunek prawdopodobieństwa,
więc nie będę ci tłumaczył szczegółowo
kwestii awaryjności i przewidywanych
okresów pracy bezawaryjnej. Na pewno
kiedyś spotkasz się ze skrótami MTTF,
MTBF - właśnie one dotyczą kwesti-
i pracy bezawaryjnej i ryzyka uszkodzeń
urządzeń i podzespołów.
A więc te +150°C to nie jakaś ściśle
określona nieprzekraczalna granica. Po
podgrzaniu złącza do +200°C tranzystor
nadal będzie pracował. Zresztą w katalo-
gach spotkasz elementy (diody i niektóre
tranzystory), dla których określono do-
puszczalną temperaturę złącza równa
+175°C lub nawet +200°C.
Zapamiętaj podstawową zależność -
ze wzrostem temperatury szybko roś-
nie ryzyko czyli prawdopodobieństwo
uszkodzenia. W podawanej w katalogu
maksymalnej temperaturze złącza Tjmax
ryzyko uszkodzenia jest jeszcze stosun-
kowo małe. Ale ze wzrostem tempera-
tury prawdopodobieństwo uszkodzenia
rośnie wykładniczo, czyli bardzo gwał-
townie. To oznacza, że powinieneś do-
łożyć wszelkich starań, by nie przekro-
czyć katalogowej maksymalnej tempe-
ratury złącza.

niepotrzebne obawy. Najprościej mó-
wiąc, jeśli nie zostaną przekroczone:
maksymalne napięcie kolektora, maksy-
malne prądy bazy i kolektora, oraz jeśli
temperatura złącza będzie niższa od
+150°C, nie trzeba się martwić o trwałość
tranzystora. A jeśli temperatura jest zbli-
żona do temperatury pokojowej, można
śmiało uważać, iż tranzystor jest wieczny.
To budująca wiadomość, prawda? Tak,
ale z praktyki wiem, że najczęstszą przy-
czyną uszkodzeń tranzystorów w ukła-
dach amatorskich jest właśnie ich prze-
grzewanie wskutek nieznajomości pod-
stawowych zasad. Właśnie dlatego prob-
lemowi temu poświęciłem aż trzy odcin-
ki cyklu o tranzystorach.

Moc strat a temperatura
Żeby nie zgubić głównego wątku na-
szych rozważań muszę ci na zawsze
wbić do głowy zależność, jak podana
w katalogu maksymalna moc strat wiąże
się z dopuszczalną temperaturą złącza
(+150°C). Musimy teraz znaleźć jakieś
wzory i zależności, żeby opisać zacho-
dzące zjawiska.
Czy potrafiłbyś obliczyć, do ilu stopni
wzrośnie temperatura złącza podczas
pracy tranzystora?
To na pewno zależy nie tylko od mocy
traconej (czym większa moc strat, tym
wyższa będzie temperatura złącza), ale
także od izolacji cieplnej między złączem
a otoczeniem - czym skuteczniejsza izo-
lacja termiczna, tym większa musi być
temperatura, by ,,przepchnąć" przez tę
izolację do otoczenia całą ilość ciepła wy-
tworzoną w złączu tranzystora.
W fizyce często używa się pojęcia
przewodności cieplnej (danego materia-
łu). My w elektronice nie wdajemy się
w szczegóły i używamy pojęcia rezystan -
cji cieplnej (termicznej) oznaczanej Rth

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 7/98

(lub RTH), która dotyczy nie ogólnie mate-
riału, ale konkretnego elementu.
Początkujących może to przestraszyć,
ale naprawdę nie ma tu nic trudnego. Re-
zystancja jak rezystancja - stawia opór,
utrudnia przepływ (ciepła). Jest to para-
metr charakteryzujący jakiś konkretny
obiekt pod względem przewodzenia ciep-
ła - nie wchodząc w szczegóły przyjmij-
my, że jest to właśnie rezystancja termicz-
na Rth. Na przykład kawałek aluminium
czy miedzi ma małą rezystancję termiczną
(bo te metale bardzo dobrze przewodzą
ciepło), natomiast kawałek drewna, wars-
tewka powietrza czy kawałek tworzywa
sztucznego mają dużą rezystancję ciepl-
ną. Rzecz jasna, w przypadku tranzysto-
rów zależy nam na tym, by rezystancja
cieplna była jak najmniejsza, czyli by całe
wydzielone ciepło bez szybko i sprawnie
odprowadzić do otoczenia.
Sprawa obli-
czeń podstawo-
wych zależności
cieplnych jest na-
prawdę dziecinnie
łatwa, bo wystę-
puje tu łatwa do
zrozumienia ana-
logia z obwodem
elektrycznym. W obwodzie elektrycznym
prąd zależy od napięcia (czym większe na-
pięcie tym większy prąd) i od oporności
(czym większy opór, tym mniejszy prąd).
Matematycznie wyraża to oczywiście pr-
awo Ohma. Dokładnie tak samo jest
w obwodzie cieplnym. Możemy mówić
o prawie Ohma dla obwodu cieplnego.
Czy domyślasz się, co jest ,,napięciem
cieplnym", co ,,prądem cieplnym", a co
,,oporem cieplnym"?
Pomyśl samodzielnie.
...
Tak jest!
,,Napięciem cieplnym" jest różnica
temperatur ?T, ,,prądem cieplnym" jest
przenoszona czy przepływająca moc
cieplna P, natomiast ,,opór cieplny" to
wprowadzona przed chwilą rezystancja
termiczna Rth.
Jeśli to jest odmiana prawa Ohma, to
zapiszmy analogiczne wzory:
P=

?T
Rth

I=

U
R

rys. 55. Prawo Ohma

23

Pierwsze kroki
W praktyce częściej używamy prze-
kształconych wzorów:
Rth =

?T
P

R=

? T = P × Rth

U
I

U=I×R

Nie masz chyba wątpliwości, że ta re-
zystancja cieplna to rezystancja między
złączem (ang. junction czytaj dżankszn)
a otoczeniem, atmosferą (ang. ambient,
ambience). Oznacza się ją Rthja (junction
- ambience).
Rezystancja cieplna wyrażana jest
w stopniach Celsjusza (lub kelwinach)
na wat - °C/W lub K/W. Sens jest pros-
ty: rezystancja cieplna pokazuje, jaka
będzie różnica temperatur z obu stron
danego elementu, przy przepływie
przezeń 1W mocy cieplnej. Jeśli po-
wiedzmy przez rezystancję termiczną
tranzystora (między złączem a otocze-
niem) przepływa 5W mocy cieplnej,
a rezystancja termiczna wynosi
20°C/W, to różnica temperatur wyniesie
100°C. Czyli złącze będzie cieplejsze od
otoczenia o 100°C.
Wartość Rthja tranzystora jest obliczo-
na przez producenta i można ją znaleźć
w katalogu.
I nie bój się tych kelwinów na wat, to
nic trudnego: 1°C/W = 1K/W. Przecież
skala Kelvina to ,,przesunięta w dół skala
Celsjusza" - zaczynająca się od zera absolut-
nego (0K=-273°C, 0°C=273K, +27°C=300K,
+100°C=373K, +150°C=423K).
I nigdy nie zapomnij, iż w podanych
wzorach mamy różnicę temperatur złącza
i otoczenia!
A po co nam ta rezystancja termiczna
i wzory? Właśnie te wzory pozwolą ci za-
panować nad problemem mocy strat
i temperatury złącza także w tranzysto-
rach dużej mocy oraz w różnorodnych
układach scalonych. Obliczymy na przy-
kład, czy w danym układzie pracy tranzys-
tora nie zostanie przekroczona dopusz-
czalna temperatura złącza.
Proszę bardzo:
Przykład 1
Tranzystor BC548 (UCE0=25V, IC=100mA,
Ptot=500mW, Rthja=250K/W) pracuje
przy napięciu 12V z rezystorem obciążenia
r
(rysunek 55) RL=1kOhm. Maksymalna tem-
peratura otoczenia wynosi +40°C.
Jaka będzie
rys. 56
maksymalna
temperatura złą-
cza tranzystora
w najgorszych
warunkach, czyli
przy napięciu na
kolektorze rów-
nym połowie na-
pięcia zasilania?

24

W poprzednim odcinku poznałeś wzór
na moc wydzieloną w najgorszych wa-
runkach:
Podstawiamy:
(12 V)2
144
=
= 0.036 W = 36 mW
4 × 1000Ohm 4000
K
= 9K = 9oC
? T = 0.036 W × 250
W
Pmax =

Tj = 40oC + 9oC = 49oC

Nawet przy napięciu zasilania równym
24V, maksymalna moc strat nie będzie
większa niż 150mW, a przyrost tempera-
tury wyniesie co najwyżej 36°C.
Wnioski? Jeśli w twoim układzie tran-
zystory małej mocy mające rezystancję
termiczną nie większą niż 500K/W, pracu-
ją z mocami nie większymi niż 100mW
(0,1W), nie musisz się obawiać ich prze-
grzania. Przykładowo, jeśli napięcie zasi-
lające wynosi 12V, to w najgorszym przy-
padku moc 100mW wydzieli się w tran-
zystorze obciążonym rezystorem
RL =

( Uzas)2
:
4 Ptot

RL =

wyższa o 10 czy 20°C od katalogowych
+150°C, rośnie wprawdzie ryzyko uszko-
dzenia, ale nie grozi to od razu uszkodze-
niem tranzystora. To nie znaczy, że zachę-
cam cię do przekraczania dopuszczalnej
temperatury złącza - wprost przeciwnie -
namawiam cię, byś tak projektował swoje
układy, by temperatury złącz były znacznie
niższe niż katalogowe +150°C.
Ale idźmy dalej.
Przykład 3
Obliczamy temperaturę złącza tran-
zystora polowego MOSFET typu
BUZ74A, który według katalogu ma
Ptot=40W W i Rthja=75K/W (=75°C/W).
Temperatura otoczenia wynosi powiedz-
my +20°C. Nie chcemy przeciążyć tran-
zystora, więc tak dobierzemy rezystan-
cję obciążenia (w obwodzie drenu) tran-
zystora, by maksymalna moc strat tran-
zystora wynosiła tylko 5W. Będziemy
pracować przy mocy 8-krotnie mniejszej,
niż dopuszczalna moc Ptot.
Niczego nie podejrzewając obliczamy
temperaturę złącza ze wzoru ?T=P×RTH

122
144
× 0,1W =
= 360Ohm
4
0,4

?T = 5 W × 75o

W praktyce zwykle rezystory obciąże-
nia (w obwodzie kolektora) mają rezys-
tancję powyżej 1kOhm i wtedy przy napię-
ciach zasilania do 24V wcale nie trzeba
sobie zawracać głowy mocą strat i tem-
peraturą złącza.
Przykład 2
Mamy układ z tranzystorem BC107
(Ptot=300mW) i obliczyliśmy, że w naj-
gorszym przypadku w tranzystorze bę-
dzie się wydzielać 200mW (0,2W) mocy
strat. W pierwszym przypadku tranzystor
pracuje w dobrze wentylowanej obudo-
wie, gdzie temperatura wynosi +30°C,
w drugim przypadku temperatura we-
wnątrz małej, zamkniętej obudowy może
sięgnąć +60°C. Wartość Rthja tranzysto-
ra BC107 wynosi 500K/W. Obliczamy:
K
= 100 oC
W
W pierwszym przypadku temperatura
złącza wyniesie:
Tj=+30°C+100°C=+130°C
W drugim Tj=+160°C
No i co? Znów jesteś zaskoczony?
To jest pułapka w która wpadają począt-
kujący - jeśli nie jest przekroczona katalo-
gowa moc strat Ptot, nie obliczają tempe-
ratury złącza sądząc, że na pewno wszyst-
ko jest w porządku. Okazało się jednak, że
w tranzystorze małej mocy przy zbyt dużej
temperaturze otoczenia nie powinno się
pracować przy katalogowej mocy strat
tranzystora. Ale nie wpadaj w panikę. Jak
ci mówiłem, gdy temperatura złącza jest

C
= 375o
W

Uwzględniając temperaturę otoczenia
równą +20°C, temperatura złącza wynios-
łaby +395°C.
Ciut za dużo, prawda?
Gdzie tkwi błąd? Przecież zastosowa-
liśmy tranzystor dużej mocy! A może ob-
liczenia dotyczą tylko ,,zwykłych tranzys-
torów, a nie jakichś tam MOSFETów?
Nie! Podane zasady dotyczą nie tylko
wszelkich tranzystorów, ale również ukła-
dów scalonych, dla których też podaje się
rezystancję termiczną Rth.
rys. 57.

?T = 0.2 W × 500

W powyższych obliczeniach błędu nie
ma! To my zrobiliśmy karygodny błąd, nie
stosując radiatora i podstawiając bezmyśl-
nie do wzoru katalogową rezystancję
Rthja (która dotyczy sytuacji bez radiatora).
Zauważ, że w przypadku tranzystorów
małej mocy (moc strat do 1W) w katalo-
gu podana jest najczęściej jedynie całko-
wita rezystancja termiczna między złą-
czem a otoczeniem, oznaczona Rthja.
c.d. na str. 27

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 7/98

Pierwsze kroki
Natomiast w przypadku tranzystorów
mocy, w katalogu podana jest zarówno
rezystancja Rthja, dotycząca sytuacji bez
radiatora, jak i druga, o znacznie mniej-
szej wartości - Rthjc. Ta druga to rezys-
j
tancja termiczna między złączem (junc-
c
tion) i obudową (case), stąd literki jc. Dla
wspomnianego tranzystora BUZ74A wy-
nosi ona tylko 3,1K/W.
Przyznam ci się, że przed wielu laty ja-
ko początkujący elektronik-amator nie
miałem zielonego pojęcia o powyższych
zależnościach i ,,załatwiłem" w taki spo-
sób dwa nowiusieńkie i bardzo na owe
czasy drogie tranzystory mocy z serii
BUYP. Może i ty masz coś takiego na su-
mieniu?
Od tej chwili nie popełniaj już takich
błędów, choć dziś tranzystory są niepo-
równanie tańsze, niż dwadzieścia pięć lat
temu.
Uważaj teraz! Rezystancja termiczna
Rthja (bez radiatora) wszystkich tranzys-

Dlaczego? Rezystancja Rthja dla danej
obudowy wynika z jej wymiarów, a nie
z właściwości krzemowej struktury tran-
zystora.
Oblicz więc, jaka moc może wydzielić
się w tranzystorach w obudowie TO-220
bez radiatora (P=?T/Rth).
Przyjmij rezystancję Rthja równą
70K/W, oraz temperaturę otoczenia +45°C
(np. we wnętrzu obudowy przyrządu).
105
+150oC - 45oC
=
= 1,5W
70 W
oC
70
W
Dobrze zapamiętaj tę wartość! Nigdy
nie zapomnij, że najlepszy tranzystor mo-
cy w obudowie TO-220 bez radiatora nie
może pracować przy mocy strat większej
niż 1,5W.
Teraz już jesteś przekonany, że o mak-
symalnej mocy strat tranzystora dużej
mocy będzie decydował radiator. I tu do-
piero zaczynają się strome schody. Tymi
stromymi schodami przespacerujemy się
wspólnie za miesiąc.
Piotr Górecki
P=

rys. 58.

torów i innych elementów w popularnej
obudowie TO-220 wynosi mniej więcej
60...80K/W. Poszczególne tranzystory
w takiej obudowie mają różne wartości
rezystancji Rthjc (w zakresie 0,9...4K/W),
ale podawane wartości Rthja są zbliżone.

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 7/98

25


Tranzystory dla początkujących (zxpro).rar > Tranzystory, cz9.pdf

Pierwsze kroki

rys. 64.

rys. 65.

na rysunku 63 podana jest moc strat wydzie-
lająca się w tranzystorze w najgorszych wa-
runkach (34W). Już na pierwszy rzut oka wi-
dać, że z tranzystorem BDW83 (Ptot=130W,
Tjmax=+150°C, Rthjc=0,96K/W) powinie-
neś rozproszyć podaną moc 50W, bo kata-
logowa moc strat Ptot wynosi aż 130W.
Słusznie!
Przeprowadź obliczenia dla sytuacji
z rysunku 63 i trzech różnych radiatorów.
Potem zaznacz na rysunkach 64...66 tem-
peratury w poszczególnych punktach.
Już obliczyłeś?
Przeanalizuj uzyskane wyniki. Przy ewi-
dentnie zbyt małym radiatorze (wersja
z rysunku 64) temperatura złącza wynios-
łaby aż +212°C. To rzeczywiście dużo. Za
dużo! Radiator jest za słaby, z mały.
Na pewno przy ogromnym radiatorze
z Rthra = 0,72K/W z rysunku 65 wszyst-
ko jest w porządku. Temperatura złącza
wynosi +100°C, a radiatora około +65°C.
Ale czy w wersji z rysunku 66 mieści-
my się w przepisanych granicach? Tem-
peratura złącza to dopuszczalne +150°C.
A temperatura obudowy?
Tak! Będzie wynosić około +120°C!
Nawet temperatura radiatora sięgnie nie-
mal +115°C.
Ściślej biorąc, taka temperatura wy-
stąpi tylko w punkcie styku czyli tam,
gdzie z pomocą smaru silikonowego lub
silikonowej (ale nie mikowej) podkładki
przykręcony jest tranzystor. Powierzchnia
radiatora będzie mieć trochę niższą tem-
peraturę. O ile niższą? To zależy od wielu
czynników i nie jest najważniejsze. Nie
musisz się w to wgłębiać. W każdym ra-
zie na podstawie rysunków 64...66 mo-
żesz się przekonać, że o ile zastosujesz
smar silikonowy, to temperatura metalo-
wej wkładki tranzystora TO-220 (takie
przecież stosujemy najczęściej) będzie
mniej więcej taka, jak temperatura radia-
tora w miejscu styku z tranzystorem.
Różnica kilku stopni nie ma znaczenia.
Czy jednak temperatura obudowy
tranzystora wynosząca +120°C to aby nie
za dużo?
Woda wrze w temperaturze +100°C,
a w temperaturze +120°C kropelka wody
szybciutko wyparowuje z lekkim sykiem.

rys. 66.

Czy można dopuścić takie warunki i goto-
wać wodę na tranzystorze i radiatorze? Do
tej pory być może uważałeś, że jeśli mo-
żesz dotknąć palcem do radiatora pracują-
cego tranzystora i się nie oparzysz, to ra-
diator jest właściwy. Jeśli nie możesz go
utrzymać, bo parzy - radiator jest za mały.
To nie jest dobry sposób oceny radia-
tora. Nie bój się wyższych temperatur.
Wiesz przecież, że temperatura półprze-
wodnikowego złącza może wynosić na-
wet +150°C. Dlatego temperatura obudo-
wy tranzystora równa +120°C generalnie
nam nie przeszkadza. Nie bój się więc
tych +115°C. Oczywiście tak rozgrzanego
radiatora nie możesz wystawić na ze-
wnątrz obudowy, bo rzeczywiście ktoś
mógłby się poparzyć. Ale jeśli radiator
o tej temperaturze jest umieszczony we-
wnątrz obudowy, to nie ma problemu.
A teraz słówko na marginesie. Być mo-
że podziwiałeś potężne, czernione radiato-
ry w niektórych wzmacniaczach mocy.
Przykładowo niektóre starsze krajowe
wzmacniacze o mocach wyjściowych rzę-
du 2 x 15...2 x 50W były wyposażane w ta-
kie potężne radiatory, wystające z tylnej
ścianki obudowy. Wielkość tych radiato-
rów może sugerować, że do rozproszenia
kilkudziesięciu watów mocy strat potrzeb-
ne są koszmarnie wielkie radiatory. Wcale
tak nie jest! Wielkość wspomnianych ra-
diatorów wynikała z tego, że były wysta-
wione na zewnątrz i obowiązujące przepisy
żądały, by temperatura ich powierzchni nie
przekroczyła wyznaczonej granicy. Nie daj
się więc zasugero-
wać wielkością ra-
diatorów w takich
wzmacniaczach.
Teraz wracamy
do głównego wątku.
Co wynika z ry-
sunków 63...66?
Przy nowoczes-
nych tranzystorach
w obudowach TO-
220 i mocach traco-
nych do 20...30W
możesz przyjąć, że
jeśli temperatura
metalowej wkładki

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 9/98

tranzystora (ściślej styku tranzystora z ra-
diatorem) nie przekroczy +120°C, to tran-
zystor nie będzie przegrzany. Tylko jak
określić tę temperaturę?
Wykorzystaj praktycznie podane infor-
macje. Umieść kropelkę wody na metalo-
wej wkładce tranzystora TO-220, włącz
układ i czekaj. Jeśli po ponad minucie
pracy układu w pewnym momencie
w kropelce wody pojawią się bąbelki pa-
ry, kropelka zacznie wrzeć i wyparuje,
temperatura obudowy przekroczyła
+100°C. Nie wpadaj w panikę! Jeśli teraz
umieścisz następną kropelkę wody na
wkładce, a ta wyparuje po kilku sekun-
dach, to temperatura wkładki wynosi
+100...+110°C. To naprawdę jest dopusz-
czalna sytuacja. Pamiętaj, że nie jesteś
kucharzem, tylko elektronikiem.
Jeśli przy takim eksperymencie pierw-
sza kropelka wody nie chce wyparować
w towarzystwie bąbelków pary i niknie
powoli w ciągu kilku minut lub więcej to
temperatura obudowy jest niższa niż
+100°C i radiator jest dobrany z pewnym
zapasem. Oczywiście radiator może być
przy tym tak gorący, że w nie będziesz
mógł go dotknąć.
Jeśli jednak pierwsza kropelka wypa-
ruje w czasie krótszym niż minuta, a na-
stępna kropelka wyparuje z sykiem na-
tychmiast po jej umieszczeniu na wkład-
ce, to szybko wyłącz układ - temperatura
obudowy przekroczyła +120°C, a tempe-
ratura złącza mogła przekroczyć +150°C.
Zastosuj większy radiator, bo ten jest za
mały dla danej mocy traconej.
Nie polecam ci innych sposobów po-
miaru temperatury, bo w domowych wa-
runkach nie zbudujesz sensownego ter-
mometru do pomiaru temperatury obu-
dowy tranzystora. Nie próbuj wykorzysty-
wać sondy zawartej w wyposażeniu lep-
szych multimetrów cyfrowych. Błąd ta-
kiego pomiaru byłby zbyt duży. Do prób
z tranzystorami w obudowach TO-220
polecam prosty sposób z kropelką wody.
Dlaczego zalecam próby tylko z obu-
dową TO-220 lub podobną większą, np.
TO-218 (SOT-93)? Bo masz wtedy bez-

31

Pierwsze kroki
pośredni dostęp do metalowej wkładki
radiatorowej. W przypadku tranzysto-
rów w plastikowej obudowie TO-126
nie masz bezpośredniego dostępu do
wkładki radiatorowej, a temperatura
plastikowej powierzchni nie pozwala
wnioskować o temperaturze złącza. Po-
dobnie jest ze starszymi tranzystorami
w metalowej obudowie TO-3. Też nie
masz dostępu do płaszczyzny, przez
którą jest przekazywane ciepło do radia-
tora, a temperatura metalowego kaptur-
ka zależy od konstrukcji obudowy i nie
pozwala wyciągnąć wniosków na temat
temperatury złącza.
W każdym razie eksperymenty z tran-
zystorami w typowej obudowie TO-220
pozwolą ci wstępnie określić parametry ra-
diatorów, które potem będą współpraco-
wać z tranzystorami w innych obudowach.

Podałem ci tu z grubsza ogólną zasadę
sprawdzenia, czy przy mocach do
20...30W radiator nie jest za mały. Czy dla
większych mocy jest podobnie? Jak roz-
kładają się temperatury? Jeśli chcesz to
sprawdzić, przeprowadź obliczenia i uzu-
pełnij rysunki 67...69. Sytuacje z rysun-
ków 67...69 są trochę sztuczne, bo za każ-
dym razem rezystancja radiatora jest tak
dobrana, by przy danej mocy strat tempe-
ratura złącza nie przekroczyła +150°C.
A radiator o rezystancji 0,6K/W to potężny
kawał aluminiowej kształtki. W każdym ra-
zie sam widzisz, że przy zastosowaniu
smaru silikonowego temperatura obudo-
wy i radiatora różni się niewiele, bo tylko
o kilka stopni. Zapamiętaj, że temperatura
wkładki radiatorowej jest niższa od tem-
peratury złącza o mniej więcej
?Tjc=P×Rthjc
Teraz masz już sporo wie-
rys. 70.
dzy o zależnościach ciepl-
nych. Na razie jest to wiedza
czysto teoretyczna. A ty
chcesz być praktykiem. Zbu-
duj więc układ z rysunku 70
lub podobny z tranzystorem
T1 w obudowie TO-220 lub
TO-218 (SOT-93), o jak naj-
większej katalogowej mocy
Ptot. Przy przepływie prądu
przez tranzystor będzie się
w nim wydzielać moc
P=UT×IC

32

rys. 67.

rys. 68.

rys. 69.

Moc tę możesz regulować potencjo-
metrem P1. Przy pierwszym włączeniu
zamiast bezpiecznika należy włączyć ża-
rówkę 12V 10...60W i ustawić potencjo-
metr P1 na minimum prądu. Dopiero po
takim sprawdzeniu można zamienić ża-
rówkę na bezpiecznik.
Podczas późniejszych pomiarów
w najprostszym przypadku możesz
mierzyć tylko napięcie na szerego-
wym rezystorze 0,1Ohm. Zakładając, że
napięcie akumulatora nie zmienia
się i jest równe 12V (zmierz), moc
strat wydzielana w tranzystorze (po-
mijając straty w rezystorze R1) bę-
dzie wynosić
P[W]=120×U1 [V]
Weź kilka radiatorów począwszy od
kawałeczka blachy aluminiowej (np.
4 x 4cm) do sporego radiatora z aluminio-
wego fabrycznego profilu i kolejno
sprawdź ,,metodą kropli", jaką moc mo-
żesz stracić z poszcze-
gólnymi radiatorami. Nie
przekrocz tylko dopusz-
czalnego prądu tranzys-
tora mocy. A przy mocy
traconej większej niż
30W nie zapomnij o re-
zystancji Rthjc, która na
przykład dla tranzystorów
mocy
BD249/250,
BDV64/65 wynosi 1K/W,
dla BDW93/94 - 1,56K/W,
dla BD905...BD912 -
1,4K/W, BD243/244 -
1,9K/W, a dla starych kra-
jowych BD280...286 aż

3,5K/W. Temperatura złącza będzie więk-
sza od temperatury obudowy o
?T=P×Rthjc
Jak widzisz jest to bardzo prosty spo-
sób oszacowania rezystancji termicznej
radiatora. Pamiętaj jednak, że jest to spo-
sób, powiedzmy,,oszczędny". Może się
serdecznie zdziwisz, jak małe będą radia-
tory potrzebne do rozproszenia mocy
5...10W przy temperaturze obudowy
tranzystora
(TO-220)
wynoszącej
+100...+120°C. W praktyce nie stosuj
jednak aż tak małych radiatorów. Pamię-
taj, że próby przeprowadzasz na wolnym
powietrzu, a potem radiator zamkniesz
w obudowie, gdzie będą znacznie gorsze
warunki chłodzenia. Poza tym obniżenie
temperatury złącza poniżej +150°C jesz-
cze bardziej zwiększy niezawodność
urządzenia. W miarę możliwości stosuj
znacznie większy radiator. Ale ze sposo-
bu z kropelką wody nie rezygnuj. Przepro-

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 9/98

Pierwsze kroki
wadź próby, bo pozwoli ci to nabyć do-
świadczenia, byś potem potrafił dobrać
odpowiedni radiator bez żadnych prób
i eksperymentów.
Na koniec zafundowałem ci małą po-
wtórkę i konkurs. A jeśli zechcesz, po-

wrócimy jeszcze do tematu radiatorów
na łamach EdW. Napisz do mnie w tej
sprawie.
Piotr Górecki

Pierwsze kroki
Najpierw wydawało ci się, że znając maksymalne napięcie UCE0 i maksymalny prąd
kolektora ICmax obliczysz,,moc tranzystora" jako UCE0 x Icmax.
Okazało się to nieprawdą. Dla każdego tranzystora podaje się w katalogu maksymal-
ną moc strat Ptot, która jest znacznie mniejsza niż iloczyn UCE0×ICmax.
Potem już byłeś przekonany, że podawana w katalogu moc Ptot to moc, jaką możesz
obciążyć tranzystor w każdych warunkach.
Dla maleńkich tranzystorów małej mocy jest to nawet zbliżone do prawdy (o ile oto-
czenie ma temperaturę nie przekraczającą +30...+40°C), ale dla tranzystorów o mocy
strat większej niż 1W koniecznie trzeba uwzględnić dodatkowe czynniki. Przy bliż-
szym zbadaniu sprawy okazało się, że w grę wchodzi zjawisko tak zwanego drugiego
przebicia, które ogranicza zakres pracy przy dużych napięciach kolektora i znacznych
prądach.
Przy jeszcze bliższym przyjrzeniu się problemowi najpoważniejszą barierą okazała się
maksymalna temperatura złącza i skuteczność odprowadzania ciepła strat ze złącza
do otoczenia. Wiążą się one nierozerwalnie z parametrem zwanym rezystancją ter-
miczną.
W przypadku tranzystorów mocy sprawa dodatkowo się skomplikowała, bo całkowi-
ta rezystancja termiczna zależy od kilku czynników, a głównie od parametrów zasto-
sowanego radiatora.
Ponieważ katalogowa moc strat Ptot tranzystorów mocy jest mierzona w warunkach
laboratoryjnych przy niemal idealnym chłodzeniu, stało się jasne, że w praktycznym
układzie w żaden sposób nie uda ci się ,,wydusić" z tranzystora mocy katalogowej
mocy strat, bo potrzebny byłby idealny radiator.
Ostatecznie wyszło na to, że w realnych warunkach pracy tranzystor mocy może być
obciążony mocą wynoszącą około połowy podanej w katalogu wartości Ptot, a i to
wymaga zastosowania odpowiedniego radiatora.
Teraz już znasz całą niezbędną teorię i potrafisz obliczać także parametry termiczne.
Do pełni szczęścia brakuje ci tylko informacji na temat rezystancji termicznej używa-
nych w praktyce radiatorów. Wartości rezystancji termicznej radiatorów znajdziesz
w katalogach dobrych firm wysyłkowych. Możesz także z grubsza oszacować rezys-
tancję termiczną mniejszych radiatorów prostą metodą z kropelką wody.

36

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 9/98


Tranzystory dla początkujących (zxpro).rar > Tranzystory, cz19.pdf

Pierwsze kroki

Tranzystory
dla początkujących

część

19

Para różnicowa
W tym numerze przygotowałem długo oczekiwaną niespodziankę.
Zapoznaj się dokładnie z całym przedstawionym materiałem, bo jest to przepustka do nowych,
fascynujących obszarów elektroniki.

Wzmacniacz różnicowy
Teraz kolejny ważny układ. Połączmy
dwa wzmacniacze (OC i OB) w jeden -
ilustruje to rysunek 17a i 17b.
Jakie właściwości będzie miał ten
układ?
Gdy napięcie w punkcie A rośnie, ro-
śnie też napięcie na emiterze T1. Ponie-
waż napięcie UBE tranzystora T2 maleje,
zmniejsza się prąd płynący przez T2 i RC2.
Napięcie na kolektorze T2 (w stosunku)
do masy rośnie. Do całkowitego zatkania
tranzystora T2 wystarczy podnieść na-
pięcie wejściowe o kilkadziesiąt miliwol-
tów. Podobnie, aby go nasycić wystarczy
obniżyć je o kilkadziesiąt miliwoltów. Już
to pokazuje, że układ ma duże wzmoc-
nienie prądowe i napięciowe, podobnie
jak wzmacniacz OE. Czy widzisz tu jakieś
podobieństwa z układem OE? Czy nie
masz wrażenia, że układ z rysunku
17b ma właściwości podobne jak
wzmacniacz OE, tylko nie odwraca fazy?
Tu rzeczywiście rezystancja wejścio-
wa będzie podobna jak w układzie OE -
nie przeocz faktu, że obciążeniem tranzy-
stora T1 wbrew pozorom nie jest rezy-
stancja RE, tylko równoległe połączenie
RE i re tranzystora T2 - porównaj rysunek 4

Rys. 17

w EdW 7/99. Wobec tego rezystancja
wejściowa będzie niewielka, około
Rwe = 2*??1*re
Czyli tylko dwukrotnie większa niż
w układzie OE.
Natomiast wzmocnienie jest dwukrot-
nie mniejsze i wynosi
Ku = RC2 / 2re
Niemniej nie jest to tylko "nieodwra-
cający odpowiednik wzmacniacza OE" -
ten układ ma szereg cennych właściwo-
ści, nie spotykanych we wcześniejszych
wzmacniaczach. W praktyce występuje
raczej w postaci jak na rysunku 17c -
z dwoma jednakowymi rezystorami

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 9/99

w obwodach kolektorowych tranzysto-
rów. Bardzo często wykorzystuje się sy-
gnał z obu kolektorów, czyli różnicę na-
pięć na kolektorach. Mówimy wtedy
o wyjściu różnicowym lub symetrycznym.
Może zresztą widziałeś ten układ
w nieco odmiennej postaci, pokazanej na
rysunku 18 i nazywanej wzmacniaczem
różnicowym. Różnicowym, ponieważ za-
równo wejście i wyjście są różnicowe.
Sygnał wejściowy nie jest już podawany
miedzy masę a jedno wejście, tylko mie-
dzy dwa wejścia. Nie masz chyba wątpli-
wości, że sygnał wyjściowy jest tu pro-

39

Pierwsze kroki
porcjonalny do różnicy napięć na bazach
obu tranzystorów. Czy tylko?
Analiza matematyczna wzmacniacza
różnicowego (z wykładniczą zależnością
prądu kolektora od napięcia UBE) prze-
straszyła już niejednego początkującego
adepta elektroniki. My nie będziemy się
w to wgłębiać. Nie bój się - wzmacniacz
różnicowy możesz na dobry początek po-
traktować jako połączenie wzmacniaczy
OC i OB jak na rysunku 17 - łatwiej bę-
dzie Ci zrozumieć jego podstawowe wła-
ściwości. Możesz założyć, że jedno wej-
ście ma stały potencjał, a napięcie zmie-
nia się tylko na drugim, albo odwrotnie.
Tak jest, można powiedzieć, że układ ma
"jednakowe właściwości z obu stron".
Potem powinieneś podejść do niego ina-
czej. Już schemat z rysunku 18 wskazu-
je, że jest to układ symetryczny. Jak to
rozumieć? Od czego zacząć?
Uważaj - przez wspólny rezystor emi-
terowy RE płynie jakiś prąd IE. Pomińmy
prądy baz - wtedy powiemy, że prąd IE
jest sumą prądów kolektora obu tranzy-
storów. Zaznaczyłem to na rysunku 18.
Czy prądy IC1, IC2
będą równe?
To zależy od
różnicy napięć na
bazach obu tran-
zystorów - zau-
waż, że to różnica
napięć na bazach
zmienia rozpływ
prądu "emitero-
wego" pomiędzy
dwa tranzystory,
a tym samym
zmienia różnico-
we napięcie wyj-
ściowe.
Jasne?
Rys. 18
A co wtedy,
gdy na oba wejścia podamy takie same
napięcie względem masy (lub zewrzemy
je i podamy na oba jakieś napięcie
zmienne)? Podajemy więc na zwarte
wejścia napięcie współbieżne. Przeanali-
zuj układ samodzielnie, pomiń prąd bazy.
Pomoże Ci rysunek 19 (przyjąłem takie
Rys. 20

40

wartości
napięć i re-
zystancji,
żeby było
łatwiej li-
czyć). Jakie
będzie na-
pięcie wyj-
A
ś c i o w e
Uwy, gdy
punkt A ze-
wrzesz do
masy? A ja-
kie, gdy po-
dasz
nań
n a p i ę c i e Rys. 19
stałe +4V,
a potem -4V? Policz to!
I co?
Okazuje się, że owszem, napięcia na
kolektorach względem masy zmieniają
się, ale zmieniają się jednocześnie. Nato-
miast różnicowe napięcie wyjściowe...
stop, stop, za szybko. Tu pójdzie nam tro-
chę trudniej. Rysunek 19 sugeruje, że
różnicowe napięcie wyjściowe cały czas
jest takie samo (równe zeru). W rzeczy-
wistości aż tak dobrze nie jest - gdy na-
pięcia na bazach będą minimalnie się
różniły i będą się różniły prądy IC1, IC2,
wtedy wpływ zmian napięcia współbież-
nego będzie zauważalny. Ilustruje to ry -
sunek 20a, b, c, gdzie to samo niewielkie
różnicowe napięcie wejściowe U3 (nie
ważne jakiej wartości - rzędu miliwoltów)
powoduje podział prądu IE w stosunku
2:1. Analiza rysunków 20a, b, c wykazu-
je, że choć różnicowe napięcie wejścio-
we cały czas jest takie samo (U3), jednak
napięcie współbieżne U4 ma wpływ na
różnicowe napięcie wyjściowe. Napięcie
wyjściowe wyróżniłem na rysunku 20
innym kolorem. Już zapewne zdążyłeś
zauważyć, że zmiany te wynikają ze
zmian prądu IE (i tym samym IC1, IC2). Co
zrobić, by napięcie współbieżne nie
zmieniało prądu IE?
Masz jakiś pomysł?
Świetnie!
Wystarczy zamiast rezystora RE zasto-
sować źródło prądowe według rysunku
21. Gdy źródło prądowe jest idealne, to...
no właśnie, wtedy prąd IE zawsze jest ta-

ki sam i w konse-
kwencji napięcie
współbieżne zu-
pełnie nie wpły-
wa na napięcia
wyjściowe - prze-
analizuj to samo-
dzielnie. Fachowo
powiemy, że taki
układ ma nieskoń-
czenie
wielki
współczynnik tłu-
mienia sygnału
współbieżnego.
Ten współczynnik
tłumienia sygnału
współbieżnego po Rys. 21
angielsku nazywa
się Common Mode Rejection Ratio -
w skrócie CMRR. Zapamiętaj - często bę-
dziesz go spotykał. W praktyce źródło prą-
dowe nie jest idealne, niemniej jednak zna-
lazłeś skuteczny sposób na uniezależnienie
się od napięć współbieżnych. Wtedy
wzmocnienie sygnału wspólnego jest bli-
skie zeru, natomiast wzmocnienie różnico-
wych sygnałów wejściowych jest znaczne
(wyznaczone przez RC/re).
A może jeszcze coś się uda ulepszyć?
Ulepszajmy dalej - zwiększmy wzmoc-
nienie przez zastosowanie w kolektorach
źródeł prądowych zamiast rezystorów RC
r
(rysunek 22). Taki zabieg radykalnie zwięk-
szy wzmocnienie
(pod warunkiem,
że
dołączona
oporność obcią-
żenia będzie bar-
dzo duża, ale to
już inny pro-
blem).
W niektórych
przypadkach nie
zależy nam na
dużym wzmoc-
nieniu, a waż-
niejsza jest linio-
wość. Jak się na
pewno domy- Rys. 22
ślasz, wystarczy
dodać rezystory w obwodach emiterów,
a liniowość polepszy się kosztem wzmoc-
nienia -
zobacz rysunek 23.
Już chyba się przeko-
nałeś, że to fajny układ
ten wzmacniacz różnico-
wy. Ale to jeszcze nie ko-
niec. Zmorą wszystkich
omawianych wcześniej
wzmacniaczy OC, OE,
OB była zależność wielu
kluczowych parametrów
od temperatury.
Załóżmy teraz, że we
wzmacniaczu różnico-
wym wykorzystujemy
dwa identyczne tranzy-
story, umieszczone tuż

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 9/99

Pierwsze kroki
obok siebie na jednej płytce krzemu. Jedna-
kowe są nie tylko wymiary geometryczne,
ale także wszyst-
kie
parametry.
Temperatura obu
struktur też jest
jednakowa. Co
z tego?
Nie będziemy
w c h o d z i ć
w szczegóły. Ge-
neralnie tempera-
tura wpłynie na
niektóre parame-
try, niemniej w sy-
tuacji, gdy tranzy-
story są jednako-
we, jej wpływ na
napięcie
wyjś-
ciowe i inne para-
metry będzie nie- Rys. 23
wielki.
Notujemy kolejną cenną właściwość pa-
ry różnicowej - znaczną niezależność para-
metrów od temperatury.
Oczywiście w rzeczywistości podane wa-
runki (identyczne parametry tranzystorów,
identyczna temperatura, idealnie źródło prą-
dowe) nie są do końca spełnione i żaden re-
alny wzmacniacz różnicowy nie jest dosko-
nały. Jednak generalnie to właśnie wzmac-
niacz różnicowy otwiera drogę do budowy
pożytecznych wzmacniaczy o właściwo-
ściach praktycznie niezależnych od tempera-
tury i innych szkodliwych czynników.
Rysunek 24 pokazuje bardzo prosty przy-
kład realizacji takiego wzmacniacza. Układ
jest zasilany napięciem symetrycznym, ma
wejście różnicowe (symetryczne) i wyjście
niesymetryczne. Niewątpliwie ma bardzo
duże wzmocnienie różnicowe... Chyba Ci

góły wewnętrzne - ogólne zasady działania
każdego wzmacniacza operacyjnego są ta-
kie same. Zaczynamy go traktować jako
czarną skrzynkę z dwoma wejściami, wyj-

Rys. 24

nie przeszkadza, że w stopniu wejściowym
zastosowałem tranzystory PNP, a nie NPN.
Czy ten układ kojarzy Ci się z czymś? Ze
wzmacniaczem z Elektora 6/99? Z każdym
wzmacniaczem mocy?
Słusznie! Prawie każdy tranzystorowy
wzmacniacz mocy audio zbudowany jest na
takiej mniej więcej zasadzie.
A może jeszcze Ci się z czymś kojarzy?
Nie?
Mój Drogi, dokonaliśmy właśnie wspól-
nie fantastycznego wynalazku - na rysunku
24 mamy prawdziwy wzmacniacz operacyj-
ny! Zauważ, że ma on tylko pięć końcówek:
dwie końcówki zasilania (plus i minus, bez
żadnej masy), wyjście i dwa wejścia (wej-
ście różnicowe). Jeśli prześledzisz drogę sy-
gnału, przekonasz się, że zwiększanie napię-
cia na wejściu A zwiększa napięcie wyjścio-
we. Wejście to nazywamy wejściem nieod-
wracającym. Z kolei wzrost napięcia na wej-
ściu B powoduje zmniejszanie się napięcia
na wyjściu. Wejście B jest wejściem odwra-
cającym.
Teraz wyobraź sobie, że ktoś wykonał ta-
ki wzmacniacz w postaci układu scalonego.
Od tej chwili mniej ważne stają się szcze-

Rys. 25

ściem i dwoma zaciskami zasilania. Rysuje-
my go w postaci jak na rysunku 25. Taki jest
symbol wzmacniacza operacyjnego.
W rzeczywistości budowa wewnętrzna
współczesnych wzmacniaczy operacyjnych
jest bardziej skomplikowana, niemniej ogól-
ne podstawy budowy i działania są właśnie
takie jak na rysunku 24. A tak na marginesie
- mniej więcej w ten sposób zbudowany
jest popularny wzmacniacz operacyjny z ko-
stki LM358.
Jeśli nadążasz za mną, to właśnie pozna-
łeś składowe cegiełki oraz podstawy działa-
nia wzmacniacza operacyjnego. Teraz nie
pozostaje mi nic innego, tylko w najbliższym
czasie zacząć tak długo oczekiwany cykl na
ten temat. Ale cyklu o tranzystorach nie
kończę. Listy nadsyłane w tej sprawie
świadczą, że na łamach EdW powinny rów-
nolegle pojawiać się oba tematy. W najbliż-
szym czasie zajmiemy się zarówno wzmac-
niaczami operacyjnymi, jak i tranzystorami.
Piotr Górecki


Tranzystory dla początkujących (zxpro).rar > Tranzystory, cz18.pdf

Pierwsze kroki

Tranzystory
dla początkujących

część

18

Cegiełki
Zgodnie z obietnicą z ubiegłego miesiąca, zapoznam Cię z kolejnymi "cegiełkami" stosowanymi
w praktycznie budowanych wzmacniaczach. Nie przegap tego materiału, bo na koniec
przygotowałem niespodziankę, która niewątpliwie sprawi Ci dużo radości.

Źródła prądowe i układy
powtarzania prądu
Źródło prądowe i układ powtarzania
prądu poznałeś już wcześniej, gdy oma-
wialiśmy podstawowe właściwości tran-
zystora w obwodach prądu stałego i roz-
ważaliśmy wpływ temperatury. Na rysun-
ku 12 zobaczysz schemat prostego i bar-
dziej rozbudowanego układu powtarzania
prądu. Dodanie trzeciego tranzystora wg
rysunku 12b znacznie poprawia właści-

wości układu z rysunku 12a, ale prościej
można je polepszyć dodając niewielkie
rezystory emiterowe wg rysunku 12c.
Układy powtarzania prądu, pełniące
także często rolę źródeł prądowych, zbu-
dowane według rysunku 12, wykorzysty-
wane są bardzo często, ponieważ umożli-
wiają uniezależnienie parametrów układu
od zmian napięcia zasilającego. Wtedy na
przykład wzmacniacz pobiera niemal taki
sam prąd spoczynkowy w bardzo szero-
kim zakresie napięć zasilających.

Rys. 12

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 8/99

Połączenie równoległe
W celu zwiększenia prądu oraz mocy
strat, kilka tranzystorów niekiedy łączy się
równolegle. Wtedy nie zyskuje się żad-
nych specjalnych właściwości - po prostu
powstaje tranzystor większej mocy. Bu-
dując potężny zasilacz albo wzmacniacz
audio większej mocy, będziesz łączył
tranzystory równolegle. Ale nigdy nie we-
dług rysunku 13.
Zastanów się, dlaczego? Czym to grozi?
A może zaproponujesz dobranie jedna-
kowych tranzystorów, z jednej serii produk-
cyjnej i dodatkowo selekcjonowanych?
Słusznie! Ale i wtedy nie wolno stosować
połączenia według rysunku 13.
Dlaczego?
A z jaką dokładnością dobierzesz te
tranzystory? Czy naprawdę będą idealnie
jednakowe?

Rys. 13

31

Pierwsze kroki
Właśnie - nigdy nie będą idealnie jed-
nakowe. A dodatkowo pojawią się różni-
ce wynikające choćby z różnej długości
ścieżek czy przewodów w obwodach baz
i emiterów. I już bardzo drobne różnice
wystarczą do zepsucia całej kosztownej
baterii tranzystorów. Zacznie się to wszy-
stko przy dużym sumarycznym prądzie,
przekraczającym dopuszczalny prąd jed-
nego tranzystora. Rozpocznie się od jed-
nego z tranzystorów, przez który będzie
płynął prąd odrobinę większy niż przez in-
ne tranzystory. Ten jeden tranzystor na-
grzeje się minimalnie bardziej niż inne...
To zapoczątkuje katastrofę. Jak pamię-
tasz, wzrost temperatury powoduje
zmniejszenie napięcia UBE (a przy stałym
napięciu UBE powoduje szybki wzrost prą-
du bazy i kolektora). W tym wypadku na-
pięcie UBE będzie takie samo jak w pozo-
stałych tranzystorach, a więc prąd tego
najcieplejszego tranzystora będzie wzra-
stał. Wzrost prądu (przy niezmiennym na-
pięciu UCE) oznacza wzrost mocy strat
i dalszy wzrost temperatury tego jednego
tranzystora. To jeszcze bardziej zwiększy
prąd, temperaturę i... w końcu ten jeden
tranzystor przejmie na siebie cały prąd
z innych, coraz chłodniejszych tranzysto-
rów. Oczywiście po krótkim czasie tem-
peratura nadmiernie wzrośnie i ten tran-
zystor zostanie uszkodzony. Jeśli się ze-
wrze, oznacza to koniec zabawy - urzą-
dzenie przestanie działać, niemniej
uszkodzeniu ulegnie tylko ten tranzystor.
Co jednak bardziej prawdopodobne, ten
przeciążony tranzystor nie zewrze się, tyl-
ko rozewrze. Wtedy cały prąd przejmą
pozostałe ocalałe tranzystory. Po pew-
nym czasie jeden z nich będzie miał tem-
peraturę minimalnie wyższą niż inne...
Sytuacja powtórzy się i to właśnie on
"strzeli" w następnej kolejności. Potem
następny, i tak kolejno uszkodzą się
wszystkie. Miła perspektywa!
Aby zapobiec nieszczęściu, wystarczy
w obwodach wszystkich emiterów do-
dać niewielkie rezystory według rysunku
14, by przy największym spodziewanym

Rys. 14

prądzie tranzystora, spadek napięcia na
tym dodatkowym rezystorze wynosił
0,1...0,4V. W zasadzie czym więcej, tym
lepiej, jednak nie warto przesadzać, bo
w rezystorach tych przy dużych prądach
będzie się wydzielać znaczna moc strat.

Połączenie szeregowe
tranzystorów
W literaturze znajdziesz być może
wskazówki, jak połączyć kilka tranzysto-
rów niskonapięciowych w wysokonapię-
ciowy. Towarzyszyć temu będzie sche-
mat podobny jak na rysunku 15. Obejrzyj
taki schemat, uśmiechnij się i... zapomnij.
Nigdy nie będziesz stosował takich "wy-
nalazków". Dziś dostępne są przyzwoite
tranzystory wysokonapięciowe i napraw-
dę nie ma potrzeby zawracać sobie gło-
wy schematem z rysunku 15.
Tylko jedno wyjaśnienie - może cza-
sem zbudujesz wzmacniacz wysokona-
pięciowy w układzie kaskodowym (rysu-
nek 6). Pamiętaj, że tylko górny tranzy-
stor ma być wysokonapięciowy. Dolny
zawsze pracuje przy niskim napięciu
i może to być jakikolwiek tranzystor o od-
powiednim prądzie kolektora.

Wyjście przeciwsobne
Prawdopodobnie zauważyłeś, że
omówione wcześniej wzmacniacze OC,
OE i OB mają niezbyt dobre właściwości
wyjściowe. Nawet najlepszy pod tym
względem układ OC nie zachowuje się
jednakowo przy wzroście i zmniejszaniu

się napięcia wyjścio-
wego, a ponadto
w spoczynku pobie-
ra znaczny prąd.
W EdW3/99 na ry-
sunku 11b na stro-
nie 65 podałem Ci
schemat symetrycz-
nego wtórnika, jaki
bywa
stosowany
czasem w praktyce.
Nieporównanie czę-
ściej stosuje się jed-
nak prostszy i lepszy
układ,
mający
podobne właściwo-
ści. Dotyczy to zwła-
szcza stopni wyj-
ściowych większej
Rys. 15
mocy, w tym stopni
końcowych wzmacniaczy audio. Etapy
rozwoju takiego układu i kolejne odmiany
stosowane w praktyce zobaczysz na ry-
sunku 16. Dla ułatwienia analizy załóżmy,
że układy są zasilane napięciem syme-
trycznym.
Z dwóch okładów z rysunku a robimy
najpierw prościutki układ z rysunku b.
W spoczynku nie pobiera on prądu. Nie-
stety, w zakresie napięć wejściowych
?0,6V żaden z tranzystorów nie przewo-
dzi. Jest to poważna wada. Można ją wy-
eliminować na wiele sposobów. Rysunek
c pokazuje sposób z wykorzystaniem
diod. Spadek napięcia na diodach jest
mniej więcej taki, jak napięcie UBE tranzy-
storów, więc oba tranzystory są na grani-
cy przewodzenia (płynie przez nie jakiś
maleńki prąd spoczynkowy. Liniowość ta-
kiego symetrycznego wtórnika jest
znacznie lepsza, niż poprzedniego układu,
jednak też nie jest rewelacyjna. Ponadto
trudno kontrolować drobne różnice
i (temperaturowe) zmiany napięć diod
i napięć UBE tranzystorów, które będą po-
wodować znaczne zmiany prądu płynące-
go przez tranzystory (zwłaszcza przy róż-
nych temperaturach diod i tranzystorów).
Dlatego w praktyce bywa czasem stoso-

Rys. 16

32

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 8/99

Pierwsze kroki
wany sposób z rysunku d, gdzie dodatko-
we rezystory stabilizują punkt pracy tran-
zystorów i wyznaczają prąd spoczynko-
wy. Oczywiście suma spadków napięcia
na tych niewielkich rezystorach jest rów-
na napięciu przewodzenia dwóch dodat-
kowych diod. Zmieniając wartości RE1
i RE2 można ustalić potrzebny w danym
zastosowaniu prąd spoczynkowy.
W praktycznych układach taki stopień
wyjściowy jest sterowany "od dołu"
przez tranzystor NPN. Wtedy zamiast
czterech diod, wystarczą trzy wg rysunku
e. A jeszcze częściej do ustalenia punktu
pracy tranzystorów wyjściowych, za-
miast diod, wykorzystuje się układ z ry-
sunku f. Zastanów się nad działaniem
tranzystora i potencjometru. Już rysunki
d, e sugerują, iż zastępuje on kilka diod.
W samej rzeczy - potencjometr umożli-
wia płynną regulację "liczby diod", a tym
samym płynną regulację prądu spoczyn-
kowego. A najważniejsze, że taka "zwie-
lokrotniona dioda" ma charakterystyki
termiczne podobne jak zestaw diod. Ten
dodatkowy tranzystor montuje się blisko
tranzystorów wyjściowych (na radiatorze)
i wtedy przy zmianach temperatury tran-
zystorów prąd spoczynkowy prawie się
nie zmienia.
W stopniach większej mocy spotyka
się darlingtony, zwykłe i komplementarne
- zobacz rysunek g, a także rysunek h,
gdzie oba wyjściowe tranzystory (mocy)
są typu NPN. Tranzystor sterujący może
być umieszczony "u góry", jak na rysun-
ku g, albo "na dole", jak na rysunkach e,
f, h. Zamiast rezystora dość często stoso-
wane bywają źródła prądowe, jak na ry-
sunku h.
W praktyce zwykle dodaje się jeszcze
obwody ograniczania prądu, jak na rysun-
ku i. Wtedy nawet przy zwarciu wyjścia,
prąd maksymalny zostanie ograniczony
do wartości około 0,6V/RE.
Przy okazji drobna dygresja. Jeśli
w spoczynku przez tranzystory płynie du-
ży prąd, a w czasie pracy prąd żadnego
z tranzystorów nie spada do zera, mówi-
my o pracy w klasie A (np. rysunek 16a).
Gdy w spoczynku tranzystory są na pro-
gu przewodzenia, a prąd pojawia się do-
piero po pojawieniu się sygnału, mamy
do czynienia z klasą B (np. rys. 16c). Gdy
w spoczynku prąd nie płynie i nawet przy
małych sygnałach tranzystory są zatkane,
mamy do czynienia z klasą C (np. rys.
16b). Klasa A oznacza małe zniekształce-
nia, ale duże straty mocy. Oszczędne kla-
sy B i C wiążą się niestety z dużymi znie-
kształceniami. Dlatego w praktyce wy-
znacza się pracę stopnia w głębszej lub
płytszej pośredniej klasie AB, stosując
układy z rysunków 16d...i ustalając kom-
promisowo prąd spoczynkowy. Czym
większy ten prąd, tym mniejsze znie-

kształcenia. Oczywiście, są to tylko ogól-
ne zasady i w rzeczywistości ustalając
wartość prądu spoczynkowego należy
uwzględnić szereg innych czynników. Ta-
kie rozważania wykraczają jednak poza
ramy niniejszego cyklu.

Wzmacniacz różnicowy
Teraz kolejny ważny układ. Połączmy
dwa wzmacniacze (OC i OB) w jeden -
ilustruje to rysunek 17a i 17b.

z dwoma jednakowymi rezystorami
w obwodach kolektorowych tranzysto-
rów. Bardzo często wykorzystuje się sy-
gnał z obu kolektorów, czyli różnicę na-
pięć na kolektorach. Mówimy wtedy
o wyjściu różnicowym.
Może zresztą widziałeś ten układ
w nieco odmiennej postaci, pokazanej na
rysunku 18 i nazywanej wzmacniaczem
różnicowym. Różnicowym, ponieważ za-
równo wejście i wyjście są różnicowe.

Rys. 17

Jakie właściwości będzie miał ten
układ?
Gdy napięcie w punkcie A rośnie, ro-
śnie też napięcie na emiterze T1. Ponie-
waż napięcie UBE tranzystora T2 maleje,
zmniejsza się prąd płynący przez T2 i RC2.
Napięcie na kolektorze T2 (w stosunku)
do masy rośnie. Do całkowitego zatkania
tranzystora T2 wystarczy podnieść napię-
cie wejściowe o kilkadziesiąt miliwoltów.
Podobnie, aby go nasycić wystarczy obni-
żyć je o kilkadziesiąt miliwoltów. Już to
pokazuje, że układ ma duże wzmocnienie
prądowe i napięciowe, podobnie jak
wzmacniacz OE. Czy widzisz tu jakieś
podobieństwa z układem OE? Czy nie
masz wrażenia, że układ z rysunku
17b ma właściwości podobne jak wzmac-
niacz OE, tylko nie odwraca fazy?
Tu rzeczywiście rezystancja wejścio-
wa będzie podobna jak w układzie OE -
nie przeocz faktu, że obciążeniem tranzy-
stora T1 wbrew pozorom nie jest rezy-
stancja RE, tylko równoległe połączenie
RE i re tranzystora T2 - porównaj rysunek
4 w EdW 7/99. Wobec tego rezystancja
wejściowa będzie niewielka, równa
Rwe = 2re
Czyli tylko dwukrotnie większa niż
w układzie OE.
Natomiast wzmocnienie jest dwukrot-
nie mniejsze i wynosi
Ku = RC2 / 2re
Niemniej nie jest to tylko "nieodwra-
cający odpowiednik wzmacniacza OE" -
ten układ ma szereg cennych właściwo-
ści, nie spotykanych we wcześniejszych
wzmacniaczach. W praktyce występuje
raczej w postaci jak na rysunku 17c -

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 8/99

Sygnał wejściowy nie jest już podawany
miedzy masę a jedno wejście, tylko mie-
dzy dwa wejścia. Nie masz chyba wątpli-
wości, że sygnał wyjściowy jest tu pro-
porcjonalny do różnicy napięć na bazach
obu tranzystorów. Czy tylko?
Analiza matematyczna wzmacniacza
różnicowego (z wykładniczą zależnością
prądu kolektora od napięcia UBE) przestra-
szyła już niejednego początkującego
adepta elektroniki. My nie będziemy się
w to wgłębiać. Nie bój się - wzmacniacz
różnicowy możesz na dobry początek po-
traktować jako połączenie wzmacniaczy
OC i OB jak na rysunku 17 - łatwiej bę-
dzie Ci zrozumieć jego podstawowe wła-
ściwości. Możesz założyć, że jedno wej-
ście ma stały potencjał, a napięcie zmie-
nia się tylko na drugim, albo odwrotnie.
Tak jest, można powiedzieć, że układ ma
"jednakowe właściwości z obu stron".
Potem powinieneś podejść do niego ina-
czej. Już schemat z rysunku 18 wskazu-
je, że jest to układ symetryczny. Jak to ro-
zumieć? Od czego zacząć?
Uważaj - przez wspólny rezystor emi-
terowy RE płynie jakiś prąd IE. Pomińmy
prądy baz - wtedy powiemy, że prąd IE
jest sumą prądów kolektora obu tranzy-
storów. Zaznaczyłem to na rysunku 18.
Czy prądy IC1, IC2 będą równe?
To zależy od różnicy napięć na bazach
obu tranzystorów - zauważ, że to różnica
napięć na bazach zmienia rozpływ prądu
"emiterowego" pomiędzy dwa tranzy-
story, a tym samym zmienia różnicowe
napięcie wyjściowe.
Jasne?

33

Pierwsze kroki
A co wte-
dy, gdy na oba
wejścia poda-
my takie sa-
me napięcie
względem
masy (lub ze-
wrzemy
je
i podamy na
oba jakieś na-
pięcie zmien-
ne)? Podaje-
my więc na
zwarte wej-
ścia napięcie
współbieżne.
Rys. 18
Przeanalizuj
układ samo-
dzielnie, pomiń prąd bazy. Pomoże Ci ry -
sunek 19 (przyjąłem takie wartości na-
pięć i rezystancji, żeby było łatwiej li-
czyć). Jakie będzie napięcie wyjściowe,
gdy punkt A zewrzesz do masy? A jakie,
gdy podasz nań napięcie stałe +4V,
a potem -4V? Policz to!

Rys. 19

I co?
Okazuje się, że owszem, napięcia na
kolektorach względem masy zmieniają
się, ale zmieniają się jednocześnie. Na-

tomiast różnicowe napięcie wyjścio-
we... stop, stop, za szybko. Tu pójdzie
nam trochę trudniej. Rysunek 19 suge-
ruje, że różnicowe napięcie wyjściowe
cały czas jest takie samo (równe zeru).
W rzeczywistości aż tak dobrze nie jest
- gdy napięcia na bazach będą minimal-
nie się różniły i będą się różniły prądy
IC1, IC2, wtedy wpływ zmian napięcia
współbieżnego będzie zauważalny. Ilu-
struje to rysunek 20a, b, c, gdzie to sa-
mo niewielkie różnicowe napięcie wej-
ściowe U3 (nie ważne jakiej wartości -
rzędu miliwoltów) powoduje podział
prądu IE w stosunku 2:1. Analiza rysun-
ków 20a, b, c wykazuje, że choć różni-
cowe napięcie wejściowe cały czas jest
takie samo (U3), jednak napięcie współ-
bieżne U4 ma wpływ na różnicowe na-
pięcie wyjściowe. Już zapewne zdąży-
łeś zauważyć, że zmiany te wynikają ze
zmian prądu IE (i tym samym IC1, IC2). Co
zrobić, by napięcie współbieżne nie
zmieniało prądu IE?
Masz jakiś pomysł?
Świetnie!
Wystarczy zamiast rezystora RE za-
stosować źródło prądowe według ry -
sunku
21 .
Gdy źródło
prądowe jest
idealne, to...
no właśnie,
wtedy prąd IE
zawsze jest
taki
sam
i w konse-
kwencji na-
pięcie współ-
bieżne zupeł-
nie nie wpły-
wa na napię-
cia wyjścio-
we - przeana-
lizuj to samo-
dzielnie. Fa-
chowo po-
Rys. 21

wiemy, że taki układ ma nieskończenie
wielki współczynnik tłumienia sygnału
współbieżnego. Ten współczynnik tłu -
mienia sygnału współbieżnego po an-
gielsku nazywa się Common Mode Re-
jection Ratio - w skrócie CMRR. Zapa-
miętaj - często będziesz go spotykał.
W praktyce źródło prądowe nie jest ide-
alne, niemniej jednak znalazłeś skutecz-
ny sposób na uniezależnienie się od na-
pięć współbieżnych. Wtedy wzmocnie-
nie sygnału wspólnego jest bliskie zeru,
natomiast wzmocnienie różnicowych
sygnałów wejściowych jest znaczne
(wyznaczone przez RC/re).
A może jeszcze coś się uda ulepszyć?
Ulepszajmy
dalej - zwięk-
szmy wzmoc-
nienie przez za-
stosowanie
w kolektorach
źródeł prądo-
wych zamiast
rezystorów RC
r
(r y s u n e k 2 2 ).
Taki zabieg ra-
dykalnie zwięk-
szy wzmocnie-
nie (pod wa-
runkiem, że do-
łączona opor-
Rys. 22
ność obciąże-
nia będzie bardzo duża, ale to już inny
problem).
W niektórych przypadkach nie zależy
nam na dużym wzmocnieniu, a ważniej-
sza jest liniowość. Jak się na pewno do-
myślasz, wystarczy dodać rezystory
w obwodach emiterów, a liniowość po-
lepszy się kosztem wzmocnienia -
zobacz rysunek 23.
Już chyba się przekonałeś, że to fajny
układ ten wzmacniacz różnicowy. Ale to
jeszcze nie koniec. Zmorą wszystkich
omawianych wcześniej wzmacniaczy
OC, OE, OB była zależność wielu klu-

Rys. 20

34

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 8/99

Pierwsze kroki
czowych para-
metrów
od
tem-
peratury.
Załóżmy te-
raz, że we
wzmacniaczu
różnicowym
wykorzystuje-
my dwa iden-
tyczne tranzy-
story,
umie-
szczone
tuż
obok siebie na
jednej płytce
krzemu. Jedna-
kowe są nie
tylko wymiary
Rys. 23
geometryczne,
ale także wszystkie parametry. Tempe-
ratura obu struktur też jest jednakowa.
Co z tego?
Nie będziemy wchodzić w szczegóły.
Generalnie temperatura wpłynie na nie-
które parametry, niemniej w sytuacji,
gdy tranzystory są jednakowe, wpływ
na ostateczne właściwości wzmacnia-
cza będzie niewielki.
Notujemy kolejną cenną właściwość
pary różnicowej - znaczną niezależność
parametrów od temperatury.
Oczywiście w rzeczywistości podane
warunki (identyczne parametry tranzy-
storów, identyczna temperatura, ideal-
nie źródło prądowe) nie są do końca
spełnione i każdy realny wzmacniacz
różnicowy nie jest doskonały. Jednak
generalnie to właśnie wzmacniacz różni-
cowy otwiera drogę do budowy poży-
tecznych wzmacniaczy o właściwo-
ściach praktycznie niezależnych od tem-
peratury i innych szkodliwych czynni-
ków.
Rysunek 24 pokazuje bardzo prosty
przykład realizacji takiego wzmacniacza.
Układ jest zasilany napięciem syme-
trycznym, ma wejście różnicowe (syme-
tryczne) i wyjście niesymetryczne. Nie-
wątpliwie ma bardzo duże wzmocnienie
różnicowe... Chyba Ci nie przeszkadza,

Rys. 24

że w stopniu wejściowym zastosowa-
łem tranzystory PNP, a nie NPN.
Czy ten układ kojarzy Ci się z czymś?
Ze wzmacniaczem z Elektora 6/99?
Z każdym wzmacniaczem mocy?
Słusznie! Prawie każdy tranzystoro-
wy wzmacniacz mocy audio zbudowany
jest na takiej mniej więcej zasadzie.
A może jeszcze Ci się z czymś koja-
rzy? Nie?
Mój Drogi, dokonaliśmy właśnie
wspólnie fantastycznego wynalazku -
na rysunku 24 mamy prawdziwy
wzmacniacz operacyjny! Zauważ, że ma
on tylko pięć końcówek: dwie końcówki
zasilania (plus i minus, bez żadnej ma-
sy), wyjście i dwa wejścia (wejście róż-
nicowe). Jeśli prześledzisz drogę sygna-
łu, przekonasz się, że zwiększanie na-
pięcia na wejściu A zwiększa napięcie
wyjściowe. Wejście to nazywany wej-
ściem nieodwracającym. Z kolei wzrost
napięcia na wejściu B powoduje zmniej-
szanie się napięcia na wyjściu. Wejście
B jest wejściem odwracającym.
Teraz wyobraź sobie, że ktoś wykonał
taki wzmacniacz w postaci układu scalo-
nego. Od tej chwili mniej ważne stają
się szczegóły wewnętrzne - ogólne za-
sady działania każ-
dego wzmacnia-
cza operacyjnego
są takie same. Za-
czynamy go trakto-
wać jako czarną
skrzynkę z dwoma
wejściami,
wyj-
ściem i dwoma za-
ciskami zasilania.
Rysujemy go w po-
staci jak na rysun -
ku 25 . Taki jest
symbol wzmacnia-
cza operacyjnego.
W rzeczywisto-
ści budowa we-
wnętrzna współ-
czesnych wzmac-
niaczy
operacyj-
nych jest daleko
bardziej skompliko-
wana,
niemniej
ogólne podstawy
budowy i działania
są właśnie takie jak
na rysunku 24.
A tak na margine-
sie - mniej więcej
w ten sposób zbu-
dowany jest popu-
larny wzmacniacz
operacyjny z kostki
LM358.
Jeśli nadążasz
za mną, to właśnie
poznałeś składowe

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 8/99

Rys. 25

cegiełki oraz podstawy działania wzmac-
niacza operacyjnego. Teraz nie pozosta-
je mi nic innego, tylko w najbliższym
czasie zacząć tak długo oczekiwany cykl
na ten temat. Ale cyklu o tranzystorach
nie kończę. Listy nadsyłane w tej spra-
wie świadczą, że na łamach EdW po-
winny równolegle pojawiać się oba te-
maty. W najbliższym czasie zajmiemy
się zarówno wzmacniaczami operacyj-
nymi, jak i tranzystorami.
Piotr Górecki

35


Tranzystory dla początkujących (zxpro).rar > Tranzystory, cz23.pdf

Podstawy

Tranzystory polowe
MOSFET
TRANZYSTORY dla POCZĄTKUJĄCYCH
W niniejszym odcinku podane są informa-
cje na temat specyficznych cech tranzysto-
rów MOSFET, które trzeba znać i uwzglę-
dniać w niektórych zastosowaniach. Wia-
domości te są niezbędne każdemu elektro-
nikowi do prawidłowego wykorzystania
tych pożytecznych elementów.
Prawdopodobnie jesteś zachwycony wła-
ściwościami MOSFET-ów, omówionych
w poprzednim odcinku. Rzeczywiście, do
wielu zastosowań są to wymarzone tranzy-
story, zdecydowanie lepsze niż zwykłe tran-
zystory bipolarne. Ale nie myśl, że MO-
SFET-y to elementy idealne. Muszę Ci zwró-
cić uwagę na dwie istotne cechy, które często
dają o sobie znać, i to w bolesny sposób.

zystora nie powinna przeszkadzać... Widzisz
problem?
Rezystancja R1 z pojemnością bramka-
źródło tranzystora daje stałą czasową rzędu
100us (100kOhm*1nF) i tworzy filtr - obwód
uśredniający. W rzeczywistości jest jeszcze
gorzej ze względu na tzw. zjawisko Millera
i pojemność dren-bramka, ale nie wchodźmy
w szczegóły.

Pojemności
Po pierwsze chodzi
o pojemności, a zwła-
szcza pojemność mię-
dzy bramką a pozo-
stałymi elektrodami
- zobacz rysunek 20.
W MOSFET-ach mo-
cy pojemności te są
rzędu 1nF. Czy ten
jeden nanofarad to Rys. 20 Pojemności
znikoma pojemność
wewnętrzne
i nie ma się czym
przejmować? Wprost przeciwnie!
Wiesz, że MOSFET-y często pracują
w układach impulsowych przy częstotliwo-
ściach rzędu dziesiątek, a nawet setek kilo-
herców. Cieszyłeś się, że obwód bramki nie
pobiera prądu - słusznie, ale dotyczy to tylko
pracy statycznej. Przeanalizujmy teraz, co
dzieje się w układzie z rysunku 21, gdzie
przy częstotliwości 100kHz bramka tranzy-
stora sterowana jest przez rezystor R1 o du-
żej wartości 100kOhm. Jeśli w obwodzie bram-
ki nie płynie prąd, to chyba obecność tego re-

38

Część 23

21b). Gdyby impulsy miały wypełnienie
50%, na bramce panowałoby napięcie stałe
rzędu 4,5V, a więc tranzystor byłby ciągle
otwarty (linie przerywane na rysunku 21b).
Koniecznie trzeba zmniejszyć wartość R1.
Zmniejszyć, by przebiegi wyglądały przynaj-
mniej jak na rysunku 22a, a najlepiej całko-
wicie usunąć, by wyglądały jak na rysunku
22b. Przecież w pojemności bramkowej MO-
SFET-a gromadzi się pewna ilość energii. Naj-
pierw tę pojemność trzeba jak najszybciej na-
ładować, a potem jak najszybciej rozładować.
Dlaczego jak najszybciej? Jeśli proces łado-
wania i rozładowania będzie przebiegał wol-
no, wtedy przełączanie będzie powolne
i w tranzystorze będzie się wtedy wydzielać
znaczna moc - wystąpią duże straty przełącza-
nia - pokazano to na rysunku 22. Jeśli ładowa-
nie i rozładowywanie będzie szybkie, jak na
rysunku 22b, straty mocy w tranzystorze będą
niewielkie. Jeśli czasy te będą znaczne (rysu-
nek 22a), tranzystor będzie się silnie grzał.
Policzmy teraz, w ciągu jakiego czasu
prąd 10mA naładuje pojemność 1nF do na-
pięcia 10V:
t = CU/I
t = 1nF*10V / 10mA = 1000ns

Rys. 21 Przykładowy układ pracy

Rys. 22 Straty mocy
podczas przełączania

Okazuje się, że przy
wąskich
impulsach
o częstotliwości 100kHz,
czemu odpowiada okres
10us, tranzystor w ogóle
nie zdoła się otworzyć,
bo w czasie impulsu do-
datniego napięcie na
bramce nie zdoła wzro-
snąć powyżej progu
włączania tranzystora
(linie ciągłe na rysunku

Elektronika dla Wszystkich

Podstawy
1000ns, czyli jedna mikrosekunda - to dużo,
bardzo dużo, jak na szybkie układy impulso-
we. Dlatego zapamiętaj raz na zawsze, że
przy pracy impulsowej obwody sterujące
bramkę MOSFET-a muszą mieć jak najwięk-
szą wydajność prądową. Naprawdę nie za-
szkodzi, gdy wydajność będzie rzędu nawet
1A. Właśnie dlatego często stosuje się tran-
zystorowy wtórnik symetryczny jak na ry-
sunku 23a, bądź równolegle łączy bramki
wg rysunku 23b.
Rys. 24 Schematy
zastępcze

Nie musisz wgłębiać się
w szczegóły - tranzystor
z rysunku 25 w rzeczy-
wistości zachowuje się
jak dioda z rysunku 24.
ZAWSZE WIĘC PAMIĘTAJ
O OBECNOŚCI TEJ DIO-
DY! Dotyczy to jednak
tylko
MOSFET-ów,
a nie JFET-ów.
Rys. 23 Stopnie sterujące w szybkich
układach

Początkujący się dziwią, bo wiedzą tylko,
iż MOSFET-y są sterowane napięciowo, a tu
widzą stopnie sterujące silniejsze niż w zwy-
kłych tranzystorach.
Ale uwaga - problem pojemności i jej
przeładowania ma znaczenie tylko przy
większych częstotliwościach. Przy pracy sta-
tycznej i przy małych częstotliwościach nie
trzeba się nim przejmować i bramka MO-
SFET-a może być sterowana przez obwód
o dużej oporności.
Niemniej stosując MOSFET-y w różnych
nietypowych układach również warto pamiętać
o pojemnościach między bramką a pozostałymi
elektrodami. Czasem niespodziankę sprawia
pojemność bramka-dren, przez którą do obwo-
du drenu przenikają impulsy sterujące bramkę.

Dioda
Druga bardzo ważna sprawa to obecność pa-
sożytniczej diody między drenem a źródłem.
Wbij sobie do głowy raz na zawsze, że choć
używamy symbolów MOSFET-ów z rysunku
24a, w rzeczywistości zawsze zawierają dio-
dę, jak pokazano na rysunku 24b. W normal-
nych warunkach pracy nie przeszkadza ona,
bo jest spolaryzowana zaporowo. Jednak
MOSFET-y są bardzo często stosowane w nie-
typowych układach, choćby jako przełączniki
sygnałów zmiennych. Wtedy obowiązkowo
trzeba uwzględnić obecność tej diody. Czasem
nawet bywa ona wykorzystywana (jej prąd
przewodzenia jest taki sam jak tranzystora).
Skąd ta dioda? W procesie produkcyjnym
powstają nieodłączne pasożytnicze złącza
oraz struktury i w rezultacie dokładniejszy
schemat zastępczy wygląda jak na rysunku 25.

Elektronika dla Wszystkich

Rys. 25 Szczegółowy schemat zastępczy

Podsumowanie
Ogólnie biorąc, MOSFET-y to bardzo użytecz-
ne elementy. Nie ma najmniejszego powodu,
żebyś się ich bał i nie wykorzystywał ich wspa-
niałych zalet. Jeśli do tej pory miałeś jakiekol-
wiek obawy - śmiało zacznij je stosować. Nie
bój się - jeśli chodzi o podatność na uszkodze-
nia, to MOSFET-y mocy, np. BUZ10, BUZ11,
IRF540, itd., sprawują się bardzo dobrze. Na-
prawdę niełatwo je zepsuć. Uszkodzenia wywo-
Rys. 26 Sprawdzanie za pomocą
omomierza

łane ładunkami statycznymi zdarzają się nie-
zmiernie rzadko. Znacznie gorzej z małymi
MOSFET-ami typu BS170, BS107, BS250. Są
one delikatne i naprawdę łatwo je uszkodzić.
Należy obchodzić się z nimi bardzo ostrożnie:
przechowywać je wetknięte w czarną przewo-
dzącą gąbkę, uziemić stanowisko pracy, uzie-
mić grot lutownicy, rozładowywać swe ciało
często dotykając uziemienia i czarnej gąbki, itd.
Ze względu na tę wrażliwość zalecam taką wła-
śnie ostrożność podczas testowania małych
MOSFET-ów za pomocą omomierza wg ry-
sunku 26 - w czasie takich prób można je nieo-
czekiwanie bezpowrotnie zepsuć (duży opór wg
rysunku 26 oznacza, że omomierz pokazuje
wartość nieskończenie wielką).
Na koniec mam dla Ciebie jeszcze jedną
dobrą wiadomość - generalnie wyprowadze-
nia MOSFET-ów są znormalizowane - typo-
wy układ wyprowadzeń znajdziesz na rysun-
ku 27. MOSFET-y mocy zawsze mają podany
rozkład wyprowadzeń. Bardzo rzadko można
spotkać małe MO-
SFET-y w obudo-
wie TO-92, gdzie
kolejność wypro-
wadzeń jest inna
(DGS albo GDS Rys. 27 Układ wy-
zamiast SGD).
prowadzeń
Cenne infor-
macje katalogowe dotyczące MOSFET-ów
i JFET-ów zamieszczone były na wkładce
w EdW 11/98.
Oprócz klasycznych MOSFET-ów z kana-
łem N i P spotkasz też MOSFET-y z dwoma
bramkami. Są używane w układach w.cz. jako
stopnie wejściowe, wzmacniacze o napięciowo
regulowanym wzmocnieniu, mieszacze, itd. Nie
będziemy wgłębiać się w ten temat, ale są to jed-
ne z nielicznych MOSFET-ów zubożonych (de-
pletion mode). Możesz traktować takiego dzi-
woląga jako kaskodowe połączenie dwóch zu-
bożonych MOSFET-ów według rysunku 28.

Rys. 28 MOSFET dwubramkowy

I tyle na początek
powinieneś wiedzieć
o tranzystorach polo-
wych. Jeśli czegoś nie
zrozumiałeś, napisz do
Redakcji. Jeśli zrozu-
miałeś i przestałeś się
bać wszelkich FET-ów,
również napisz!
Piotr Górecki

39


Tranzystory dla początkujących (zxpro).rar > Tranzystory, cz8.pdf

Pierwsze kroki

część

8

Tranzystory
dla początkujących
Radiator
W poprzednim odcinku poznałeś podstawowe zależności cieplne w tranzystorze. Zarówno te zależności, jak i wyra-
żające je wzory są bardzo proste. W sumie okazało się jednak, że sprawa jest w miarę łatwa tylko dla tranzystorów
małej mocy. W przypadku tranzystorów większej mocy (już powyżej 1W) trzeba uwzględnić właściwości nie tylko
tranzystora, ale co najważniejsze - radiatora.
Zacznijmy od podstaw. W poprzednim
odcinku poznałeś katalogowy parametr
Rthja - rezystancję termiczną miedzy złą-
czem a otoczeniem (mierzoną bez radia-
tora). Także w przypadku tranzystora mo-
cy współpracującego z radiatorem mamy
do czynienia z przepływem ciepła między
złączem a otoczeniem. Nadal interesuje
nas całkowita rezystancja cieplna Rthja
(ale nie ta z katalogu dotycząca tranzysto-
ra bez radiatora). Problem w tym, że teraz
rezystancja Rthja będzie zależeć od uży-

tego radiatora. Musimy też uwzględnić
niedoskonały styk obudowy tranzystora
z radiatorem. W konsekwencji całkowita
rezystancja Rthja między złączem a oto-
czeniem będzie składać się z trzech od-
dzielnych rezystancji cieplnych:
- Rthjc (złącze-obudowa)
- Rthcr (obudowa-radiator)
- Rthra (radiator-otoczenie)
Ciepło wytworzone w krzemowej
strukturze półprzewodnika musi przejść
najpierw do obudowy, potem do radiato-

ra i dalej do otoczenia. Po drodze musi
pokonać miejsce styku obudowy z radia-
torem. Styk ten ze względu na mikrosko-
pijne nierówności obu powierzchni nie
jest doskonały i również tu występuje pe-
wien opór cieplny.
Zgodnie z rysunkiem 59a, całkowitą re-
zystancję cieplną między złączem a oto-
czeniem możemy przedstawić jako szere-
gowe połączenie wymienionych trzech re-
zystancji składowych. Pokazane to jest na
rysunku 59b. Podczas pracy tranzystora

rys. 59.

30

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 8/98

Pierwsze kroki
ciepło wydzielane w złączu przechodzi do
otoczenia. Zgodnie z wcześniejszą analo-
gią rozkład temperatur przypomina roz-
kład napięć na szeregowo połaczonych
rezystorach. Ilustruje to rysunek 59c.
Rezystancja cieplna między złączem
a powierzchnią obudowy danego tranzys-
tora (Rthjc) podana jest w katalogu. Dla
najlepszych tranzystorów i układów sca-
lonych wynosi ona 0,8...1K/W. Dla typo-
wych tranzystorów w obudowach TO-
220 wynosi zwykle 1...3K/W. Większą
wartość ma tylko w przypadku tranzysto-
rów starszego typu.
Rezystancja Rthcr wynosi od około
1K/W przy bezpośrednim przykręceniu
tranzystora do radiatora, do około
0,1...0,2K/W przy dokręceniu z zastoso-
waniem pasty (silikonowej) dobrze prze-
wodzącej ciepło albo cieniutkich silikono-
wych (podobnych do gumy) podkładek.
Pasta i cienkie podkładki silikonowe zmniej-
szają rezystancję cieplną połączenia, bo
wypełniają także mikroskopijne nierów-
ności na powierzchniach radiatora i tran-
zystora (pokazane w wielkim powiększe-
niu na rysunku 59a). Ale uwaga! Nie na-
leży tu mylić przekładki mikowej z prze-
kładką silikonową. Najmłodszym Czytel-
nikom należy przypomnieć, że mika to
minerał o bardzo dobrych właściwoś-
ciach pod względem izolacji elektrycznej.
Mikę łatwo podzielić na cienkie warstwy
- plasterki. Daje się łatwo obrabiać -
można ją ciąć nożem i delikatnie wiercić
w niej otwory. Cieniutki, przezroczysty
kawałek miki oddziela skutecznie tranzys-
tor od radiatora pod względem elektrycz-
nym (galwanicznie), a przy tym w miarę
dobrze przewodzi ciepło. Ale niestety,
w przypadku zastosowania izolacyjnej
przekładki mikowej (nawet posmarowa-
nej smarem silikonowym), rezystancja
Rthcr znacznie zwiększa się, nawet
o 1...2K/W.
Natomiast przekładki silikonowe, po-
dobne do gumy, również mogą oddzielać
galwanicznie tranzystor od radiatora i mają
bardzo dobre właściwości cieplne, czyli
małą rezystancję termiczną. Rezystancja
ta, zależnie od grubości, może wynosić
0,1...1K/W. Silikonowe przekładki nie po-
winny być używane wielokrotnie - raz zało-
żona przekładka powinna być wymieniona
przy ewentualnej wymianie tranzystora.
Natomiast rezystancja Rthra zależy od
wielkości radiatora, jego kształtu, rodzaju
powierzchni oraz koloru i może wynosić
od około 50K/W (mała blaszka aluminio-
wa) do 0,5K/W (i mniej) dla potężnych ra-
diatorów ze specjalnych kształtek alumi-
niowych. Rezystancja termiczna Rthra za-
leży silnie od warunków przepływu po-
wietrza wokół radiatora. Na przykład za-
stosowanie wiatraczka (wentylatora) wy-
muszającego przepływ powietrza może

zmniejszyć rezystancję termiczną nawet
kilkakrotnie. Jeszcze skuteczniejsze są
radiatory chłodzone cieczą (wodą lub ole-
jem), ale nie będziemy się nimi zajmo-
wać, bo hobbyści praktycznie ich nie sto-
sują ze względu na koszty.
W praktyce zapewnienie pracy tran-
zystora mocy w bezpiecznym obszarze
polega przede wszystkim na dobraniu od-
powiedniego radiatora. Teoretycznie
sprawa jest bardzo prosta. Mając dopusz-
czalną temperaturę złącza +150°C, tem-
peraturę otoczenia (zwykle przyjmuje się
+30...+50°C) i moc strat P, przy jakiej tran-
zystor będzie pracował, łatwo obliczyć
maksymalną całkowitą rezystancję Rthja
ze wzoru
Rthja =

?T
P

Potem od tak obliczonej rezystancji
wystarczy odjąć rezystancję Rthjc i Rthcr:
Rthra = Rthja - (Rthjc+Rthcr)
Otrzymuje się wartość rezystancji ter-
micznej radiatora Rthra. Oczywiście ra-
diator może mieć mniejszą wartość re-
zystancji cieplnej niż tak obliczona
wartość - wtedy temperatura złącza bę-
dzie mniejsza od dopuszczalnej (+150°C).
Wykonaj kilka prostych ćwiczeń tego
typu.
Ćwiczenie
Oblicz rezystancję termiczną radiatora
potrzebnego do tranzystora wyjściowego
we wzmacniaczu mocy. Maksymalna
moc strat tego tranzystora w najgorszych
warunkach wyniesie 30W. Tranzystor ma
następujące parametry: Ptot=125W,
Rthjc = 1,1K/W, Tjmax = +150°C. Maksy-
malna temperatura otoczenia we wnęt-
rzu obudowy niech wynosi +50°C. Nie za-
stosowano smaru silikonowego i rezys-
tancję Rthcr należy przyjąć równą 1K/W.
Jaki radiator wystarczy po zastosowa-
niu smaru silikonowego zmniejszającego
Rthcr do 0,2K/W?
Obliczamy maksymalną dopuszczalną
całkowitą rezystancję Rthja
Rthja=(150-50)/30W=3,3°C/W=3,3K/W
Rthra=3,3-(1+1,1)=1,2K/W
Bez smaru silikonowego potrzebny
będzie radiator o rezystancji 1,2K/W.
Natomiast ze smarem silikonowym:
Rthra=3,3-(1+0,2)=2,1K/W
Jest to znaczna różnica - ze smarem
rezystancja radiatora może być aż o 75%
większa, czyli... warto smarować. Jest to
żelazna zasada: przy dużych mocach tra-
conych smar lub podkładki silikonowe są
niezbędne.
Ćwiczenie
Rezystancja Rthjc tranzystora BD135
(BD135...140) wynosi 10K/W. Moc traco-
na w tranzystorze wynosi 5W. Czy moż-

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 8/98

na nie stosować smaru silikonowego
w sytuacji, gdy tranzystor będzie współ-
pracował z radiatorem o rezystancji Rthra
równej 7K/W?
W tym wypadku nie trzeba przeprowa-
dzać szczegółowych obliczeń. Wystarczy
oszacować, jak wpłynie brak pasty siliko-
nowej na temperaturę złącza. Można
przyjąć rezystancję Rthcr bez silikonu
równą 1,5K/W, a z silikonem 0,3K/W. Ina-
czej mówiąc, bez silikonu całkowita re-
zystancja zwiększy się o 1,2K/W. Przy
mocy 5W spowoduje to wzrost tempera-
tury o dodatkowe 6 stopni. 6 stopni to
niewiele, a więc w przypadku małych
mocy traconych (do 5...10W) wpływ sili-
konu jest niewielki.
Ale przy dużych mocach wpływ ten
jest duży, często wręcz krytyczny. Gdyby
moc wynosiła nie 5 tylko 50W, brak sma-
ru oznaczałby niepotrzebny, dodatkowy
wzrost temperatury złącza aż o 60 stopni.
Ćwiczenie
Sprawdź, czy tranzystor BDV64 (Ptot=125W,
Rthjc=1K/W Tjmax=+150°C) może roz-
proszyć do otoczenia moc 80W z radiato-
rem o Rthra=1,5K/W, w temperaturze
otoczenia +50°C przy użyciu smaru siliko-
nowego (Rthcr=0,15K/W).
Sprawdzamy. Najpierw liczymy
Rthja=1K/W+0,15K/W+1,5K/W=2,6K/W
Przy mocy 80W wzrost temperatury
złącza wyniesie:
?T=80×2,56=212°C
Temperatura złącza wyniosłaby więc
+262°C - tranzystor w żadnym wypadku
nie może pracować w takich warunkach!
Ćwiczenie
Oblicz, rezystancję termiczną radiato-
ra, współpracującego z tranzystorem
2N3055 (Ptot=117W, Rthjc=1,5K/W,
Tjmax=+200°C ) w układzie stabilizatora,
gdzie maksymalna moc strat wyniesie
85W. Maksymalna temperatura otocze-
nia we wnętrzu obudowy +50°C. Dzięki
smarowi silikonowemu Rthcr = 0,1K/W.
Obliczamy wymaganą całkowitą rezys-
tancję cieplną
Rthja=(200-50)/85=1.765K/W
Stąd
Rthra=1,765-(1,5+0,1)=0,165K/W
Radiatora o tak małej rezystancji ciepl-
nej w warunkach amatorskich wykonać
się nie da! Nie pomoże nawet silny wen-
tylator!
Ćwiczenie
Tranzystor BD136 (obudowa TO-126,
Ptot=12,5W, Rthjc=10°C/W, Tjmax=+150°C)
współpracuje z radiatorem o Rthra = 4K/W.
Bez silikonu Rthcr = 1°C/W. Czy w tych
warunkach tranzystor może pracować
z mocą strat równą 10W w temperaturze
otoczenia równej +40°C?

31

Pierwsze kroki
Nie! Bo przy mocy 10W i dopuszczal-
nej różnicy temperatur równej 110°C, cał-
kowita rezystancja musiałaby wynosić
nie więcej niż 11K/W. Tymczasem już
sam tranzystor i przekładka mają taką re-
zystancję termiczną. W tym wypadku nie
pomoże żaden radiator. Podany tranzys-
tor nie może pracować w takich warun-
kach. Co zrobić?
Zastosowanie smaru niewiele pomo-
że, bo nawet po zmniejszeniu Rthcr do
0,3°C/W należałoby zastosować wielki ra-
diator o bardzo małej rezystancji Rthra
równej 0,7K/W. Teoretycznie taki radiator
można wykonać, ale jest to nieracjonalne.
Wystarczy bowiem zastosować więk-
szy tranzystor, na przykład BD244 o re-
zystancji Rthjc równej 1,92K/W
Oczywiście całkowita rezystancja
Rthja nadal nie może być większa niż
11K/W, ale teraz wystarczyłoby zastoso-
wać radiator o rezystancji
Rthra=11-(1,92+0,2)=8,88K/W
Podany radiator (Rthra = 4K/W) zapew-
ni więc spory zapas. W rzeczywistości
wzrost temperatury złącza nie przekroczy
?T=10W×(1,92+0,2+4)=61,2°C
czyli temperatura złącza niewiele przekro-
czy +100°C.
Przemyśl wnioski wynikające z tych
ćwiczeń. Przypuszczam, że niektóre po-
dane przykłady cię zaniepokoiły. Okazało
się, że w wielu przypadkach nie możesz
pracować przy deklarowanej w katalogu
mocy strat Ptot.
Co jest grane? Gdzie tkwi bład?
Błędu nie ma. Obliczenia (choć nieco
uproszczone) są w porządku. Za chwilę
sam się przekonasz, o co tu chodzi. Ob-
licz więc, jaki radiator jest potrzebny przy
pracy w ,,katalogowych" warunkach pra-
cy tranzystora mocy. Niech to będzie
tranzystor
BDW83B
(Ptot=130W,
Tjmax=+150°C, Rthjc=0,96K/W). Niech
temperatura otoczenia wynosi +40°C.
Rthja=(150-40)/130=0.846K/W
czyli mniej niż wynosi katalogowa war-
tość Rthjc! Tranzystor nie może praco-
wać w takich warunkach!
Czy nie masz wrażenia, że producenci
tranzystorów wpuszczają cię w gęste
maliny robiąc ci smak na te katalogowe
130W mocy strat, których, jak się okazu-
je, w żaden sposób nie można ,,wydusić"
z tranzystora bez ryzyka przegrzania?
Czy to jest wpuszczanie w maliny, to
inny problem, ale rzeczywiście, w prakty-
ce żaden tranzystor mocy nie może pra-
cować przy katalogowej mocy strat Ptot.
To skąd się wzięła ta ,,katalogowa" moc?
Zapamiętaj raz na zawsze, że jest to
moc, jaką teoretycznie można stracić
w tranzystorze przy zastosowaniu ideal-
nego radiatora. A ściślej - podawana
w każdym katalogu maksymalna moc

32

strat Ptot dotyczy laboratoryjnych warun-
ków testowych z wręcz idealnym chło-
dzeniem, (uważaj!) przy temperaturze
obudowy wynoszącej (zwykle) tylko
+25°C. Zauważ, że te +25°C to tempera-
tura obudowy w czasie pracy, gdy wy-
dziela się ,,katalogowa" moc strat. Taką
temperaturę obudowy można uzyskać
tylko przy wymuszonym chłodzeniu, i to
nie powietrzem, lecz cieczą.
Sprawdź, czy te informacje są praw-
dziwe dla tranzystora BDW83. Jeśli utrzy-
masz temperaturę obudowy na poziomie
+25°C, czyli różnica temperatur ma wy-
nieść (150-25=)125°C, to moc maksy-
malna wyniesie
P=

125
= 130 W
0,96

I to jest właśnie moc, jaką odczytałeś
z katalogu. Zgadza się!
Teraz uważaj! Mając podane w katalo-
gu moc strat Ptot i maksymalną tempera-
turę złącza (najczęściej +150°C) potrafisz
obliczyć rezystancję Rthjc. Zakładając, że
temperatura obudowy ma wynosić
+25°C, czyli przy różnicy temperatur
?T=100°C=100K obliczysz:
Rthjc =

100K
Ptot

Proste? Tak! Choć w rzadkich przypad-
kach możesz natrafić na niespodziankę.
Mianowicie w przypadku niektórych tran-
zystorów producenci podają moc maksy-
malną Ptot przy temperaturze obudowy
nie +25°C, tylko +60°C. Ale wtedy ta nie-
ścisłość niczym nie grozi, bo rzeczywista
rezystancja Rthjc okaże się jeszcze mniej-
sza, niż obliczona za pomocą powyższe-
go prostego sposobu.
Teraz wracamy do wcześniejszych
ćwiczeń.
Okazało się też, że moc strat Ptot po-
dawana w katalogach tranzystorów mo-
cy, niewiele ma wspólnego z rzeczywis-
tością, bo można ją uzyskać tylko przy
idealnym chłodzeniu. Jeśli tak, to oblicz
teraz, z jaką mocą tak naprawdę może
pracować tranzystor BDW83 o,,rewela-
cyjnej mocy" Ptot wynoszącej aż 130W.
Do jego chłodzenia wykorzystasz duży
żebrowany radiator o rezystancji termicz-
nej wynoszącej 1,5K/W, a rezystancję
Rthcr możesz przyjąć równą 0,1K/W
(smar lub cieniutka podkładka silikono-
rys. 60.

wa). Maksymalną temperaturę otoczenia
przyjmij realistycznie równą +40°C.
Całkowita rezystancja termiczna
K
Rthjc = 0,96 + 0,1 + 1,5 = 2,56
W
150 - 40
P=
= 43W
2,56
I co? Znów zaskoczenie? Tylko 43W?
A miało być 130W?! Niestety tak! I wierz mi
- radiator o rezystancji 1,5K/W to spory ka-
wałek żebrowanego profilu aluminiowego.
Niestety, przy projektowaniu układów
z tranzystorami mocy (i nie tylko) musisz
zawsze brać pod uwagę wyniki naszych
rozważań. Ponieważ ty nie masz szans za-
stosować idealnego radiatora, dlatego raz
na zawsze porzuć nierealne marzenia - ni-
gdy nie wydusisz z tranzystora mocy kata-
logowej mocy strat Ptot. W pierwszym,
zgrubnym przybliżeniu możesz przyjąć, że
z przyzwoitym radiatorem tranzystor mo-
cy będzie u ciebie pracował co najwyżej
z połową katalogowej mocy strat.
Ponadto jeśli do tej pory ci się wyda-
wało, że wystarczająco duży radiator za-
wsze rozwiąże problem, to się myliłeś.
Wcześniejsze przykłady pokazały, że choć-
byś zastosował idealny radiator, nigdy nie
zmniejszysz całkowitej rezystancji termicz-
nej poniżej Rthjc. A do tego zawsze do-
chodzi jakaś wartość Rthcr - choćbyś nie
wiem jak smarował, nie zmniejszysz jej do
zera, tylko do 0,1...0,2K/W.
Tu wyjaśnia się całkowicie prob-
lem,,wąskiego gardła", o którym wspomi-
nałem przy okazji omawiania wzmacniacza
o mocy 100W. Zajrzyj do tego artykułu
w EdW 8/97 na stronę 18. Teraz ostatnie
ćwiczenia pokazały, że wspomnia-
nym,,wąskim gardłem" jest właśnie rezys-
tancja Rthjc. Wynika ona z konstrukcji tran-
zystora i nie masz na nią żadnego wpływu.
A gdy nie zastosujesz smaru silikonowego,
dodatkowo pogorszy sytuację rezystancja
Rthcr dochodząca do 1...2K/W.
Czy teraz dokładnie rozumiesz prob-
lem mocy strat i radiatorów?
Wydaje ci się, że tak? W takim razie,
w ramach ćwiczeń praktycznych oblicz
rezystancję termiczną radiatorów wyma-
ganą w układach z rysunków 60 i 61. Dla
wzmacniacza z rysunku 61 przeprowadź
obliczenia trzykrotnie:
a) dla radiatora połączonego galwa-
nicznie z wkładką radiatorową (ujemnym
biegunem zasilania) zaplanuj
użycie smaru silikonowego
i przyjmij Rthcr = 0,1K/W,
b) dla radiatora oddzielonego
galwanicznie zaplanuj użycie
izolacyjnej przekładki silikono-
wej i przyjmij Rthcr = 0,5K/W,
c) dla radiatora oddzielone-
go galwanicznie zaplanuj uży-
cie izolacyjnej przekładki miko-

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 8/98

Pierwsze kroki

rys. 61.

wej posmarowanej obustronnie smarem
silikonowym i przyjmij Rthcr = 1,5K/W.
Jakie przyjmiesz temperatury otocze-
nia? W przypadku zasilacza do samocho-
du z rysunku 60 trzeba liczyć się z tempe-
raturą rzędu +60...+80°C, prawda?
W przypadku wzmacniacza wystarczy
+40...+50°C. Nie przejmuj się, że na ry-

sunku +61 masz układ scalony, a nie tran-
zystor. Zasady obliczeń wielkości ciepl-
nych są takie same jak w tranzystorach.
Podana moc strat układu scalonego
LM3886 dotyczy najgorszego możliwego
przypadku - zobacz EdW 2/98 str. 10
rys. 3 dla napięcia zasilania ?30V. Mając
takie dane obliczysz radiator potrzebny
dla tego najgorszego przypadku.
W rzeczywistości, przy normalnej pracy
wzmacniacza średnia wydzielana moc
strat jest mniejsza i radiator taki na pew-
no będzie dobrany z pewnym zapasem.
A teraz licz.
Poradziłeś sobie? To świetnie!
No, może nie do końca świetnie... Bo
niby co teraz dalej zrobić z tą wiedzą? Co
z tego, że obliczyłeś potrzebną rezystan-
cję termiczną radiatora? A skąd będziesz
wiedział, jaką rezystancję mają posiadane
przez ciebie radiatory?
Pół biedy, jeśli w dobrej firmie zamó-
wisz radiator o rezystancji termicznej po-

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 8/98

danej w firmowym katalogu. Jak cię
znam, w większości przypadków nie sko-
rzystasz z tej drogi, tylko będziesz próbo-
wał zastosować jakiś posiadany radiator
czy kawałek blachy. Jak obliczysz czy
zmierzysz rezystancję termiczną takiego
radiatora?
To już historia z zupełnie innej bajki -
z przyjemnością mogę ci przybliżyć ten
temat, jeśli napiszesz do mnie na adres
Redakcji. Wtedy poświęcę oddzielny ar-
tykuł sprawie doboru radiatorów i przed-
stawię dodatkowe informacje. Mogę też
ci zaproponować budowę prostego przy-
rządu do pomiaru rezystancji termicznej
radiatorów. Czekam na listy w tej spra-
wie.
A na razie podejdziemy do tego tema-
tu z zupełnie innej strony i podam ci kilka
ogólnych wskazówek dotyczących prak-
tycznego doboru radiatora.
Zajmiemy się tym za miesiąc.
Piotr Górecki

33


Tranzystory dla początkujących (zxpro).rar > Tranzystory, cz11.pdf

Pierwsze kroki

część

11

Tranzystory
dla początkujących
Czarna skrzynka i parametry h
W dzisiejszym odcinku jeszcze raz przypomnę pojęcie czarnej skrzynki, zajmiemy się bowiem parametrami
macierzowymi h, budzącymi grozę wielu początkujących. Ten odcinek pozwoli zrozumieć sens parametrów h
i ich praktyczną przydatność. Wspólnie wysnujemy też ważne wnioski dotyczące obliczeń teoretycznych.
Ostatnio tłumaczyłem ci, że tranzystor,
choć ma tylko trzy nóżki, jest tworem bar-
dzo kapryśnym i wcale nie jest łatwo precy-
zyjnie opisać jego właściwości. Na twoje i
moje szczęście, w praktyce zazwyczaj nie
ma potrzeby wnikać we wszystkie szczegó-
ły. Chyba się ze mną zgodzisz, że gdybyśmy
musieli od początku analizować wspomnia-
ny w poprzednim odcinku model Ebersa-
Molla lub jakiś inny, jeszcze bardziej skom-
plikowany, to na pewno odeszłaby nam o-
chota na zajmowanie się elektroniką.
Dlatego jeśli to konieczne, zamiast ja-
kichś koszmarnych obliczeń z wykorzysta-
niem wyższej matematyki (które zresztą
przeprowadza każdy program komputero-
wej symulacji), przyjmujemy modele pro-
stsze, czasem nawet bardzo uproszczone.
Takie uproszczone modele pozwalają prze-
prowadzić obliczenia ze stosunkowo nie-
wielkim błędem. Chyba nie muszę cię prze-
konywać, że można narysować wiele róż-
nych modeli, które w lepszym lub gorszym
stopniu będą przedstawiać działanie tranzy-
stora. Jednym z takich modeli jest model
czwórnikowy. Zajmiemy się nim, i to nie tyl-
ko ze względu na program szkolny, ale
przede wszystkim po to, żebyś się nie bał
parametrów podawanych w katalogach i
rozumiał ich sens.
Zaczynamy.

Czarna skrzynka
W mądrych książkach często używa się
pojęcia czarnej skrzynki. "Czarna skrzynka"
to jakiś układ spełniający określone funkcje.
W środku "czarnej skrzynki" może być za-
mknięty na przykład chrabąszcz, układ elek-
troniczny albo grupa sprytnych krasnolud-
ków. A może coś jeszcze innego... Czarna
skrzynka na pewno ma wejście i wyjście.
Podajemy coś na wejście, a coś pojawia się
na wyjściu. Oczywiście w naszym "elektro-
nicznym" przypadku to coś, to sygnały elek-
tryczne podawane na wejście oraz uzyski-
wane na wyjściu. Mamy więc napięcie wej-
ściowe - oznaczamy je Uwe, napięcie wy-
jściowe - Uwy, oraz ewentualnie prądy:
wejściowy Iwe i wyjściowy Iwy. Ilustrację
znajdziesz na rysunku 1.
Niech we wnętrzu czarnej skrzynki ci-
chutko siedzi tranzystor, ale nie "goły", tyl-
ko z obwodami polaryzującymi - czyli właś-
ciwie wzmacniacz tranzystorowy. Może to
wyglądać jak na rysunku 2a, 2b lub 2c. W
poprzednim odcinku tłumaczyłem sprawę

Rys. 1 Czarna skrzynka

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 1/99

różnych modeli tranzystora. Teraz pode-
jdziemy do sprawy jeszcze inaczej. Nie
będziemy wnikać w szczegóły budowy i
właściwości tranzystora, tylko potraktujemy
go jako czarną skrzynkę, która pełni funkcję
wzmacniacza i (uważaj!) będą nas intereso-
wać jedynie napięcia i prądy wejściowe o-
raz wyjściowe oraz zależności nimi
rządzące.
Oto prościutki przykład. Mamy czarną
skrzynkę, dla której opis działania jest bez-
nadziejnie prosty:
Uwy = 10 x Uwe
Przecież to nic innego, jak wzmacniacz
(napięciowy) o wzmocnieniu równym 10.
Proste jak... obręcz!
Właśnie! Wiesz już, że jeśli w czarnej
skrzynce cicho siedzi wzmacniacz tranzy-
storowy, to musimy liczyć się z nieliniowoś-
cią charakterystyki i jeśli zniekształcenia
sygnału mają być małe, to przetwarzane
sygnały też muszą być małe - chodzi o to,
by pracować na niewielkim odcinku charak-
terystyki, który w przybliżeniu można uznać
za prostoliniowy (porównaj rysunki 6 i 7 w
EdW 11/98). Tylko w przypadku małych
sygnałów możemy uważać, że (w danym
punkcie pracy) tranzystorowy wzmacniacz
pracuje liniowo.
Ściślej biorąc, powinniśmy zapisać:
uwy = 10 x uwe

33

Pierwsze kroki

Rys. 2 Przykładowe czarne skrzynki

gdzie małe literki u oraz i wskazują, iż
chodzi o sygnały zmienne (domyślnie - o
małej amplitudzie).
Dociekliwi czytelnicy zauważą ponadto,
że tak podany wzór nie charakteryzuje
wszystkich kluczowych parametrów czar-
nej skrzynki, a w rzeczywistości - wzmac-
niacza tranzystorowego. Nie wiadomo na
przykład, co tam "siedzi na wejściu", czyli
jaka tam występuje oporność, a tym sa-
mym jakie prądy płyną na wejściu i na wy-
jściu. Wiemy, że układ wzmacnia napięcie,
ale co z prądami?
Trzeba więc dodać dalsze istotne infor-
macje. Po pierwsze podać, jakiej konfigura-
cji układowej (rys. 2a, 2b czy 2c) oraz jakie-
go punktu pracy dotyczą parametry - zwyk-
le wystarczy podać wartość (stałego) prądu
pracy kolektora, ewentualnie napięcie stałe
kolektor - emiter. Napięcia i prądy zmienne
będą występować niejako na tle tego prądu
i napięcia stałego. Po drugie trzeba jakoś
wyrazić występujące oporności.
Czy nasz układ ma oporność wejściową
(dla przebiegów zmiennych) nieskończenie
wielką? Wtedy prąd wejściowy byłby ró-
wny zeru. Ale przecież oporność wejścio-
wa nie musi być, i wcale nie jest, aż tak du-
ża. Już teraz zapamiętaj, że generalnie o-
porność wejściowa tranzystora bipolarnego
jest raczej mała. I to jest poważna wada, z

którą można i trzeba walczyć. Jak? To już in-
na historia.
A wyjście? Na rysunkach 1 i 2 zaciski
wyjściowe nie są podłączone. W rzeczywi-
stości do wyjścia dołączona jest zawsze ja-
kaś oporność obciążenia (np. opór wejścio-
wy następnego stopnia).
Patrząc na rysunek 3 zapomnij na jakiś
czas o układach z rysunku 2, o obwodach
polaryzacji i o prądach stałych (problem za-
silania też pomijamy - możesz sobie wyob-
razić, że bateria zasilająca znajduje się
wewnątrz czarnej skrzynki). Teraz interesu-
je nas tylko, jak nasza czarna skrzynka za-
chowuje się przy podaniu na wejście ma-
łych napięć zmiennych. Jaki najprostszy
model pokazywałby zachowanie naszego
wzmacniacza tranzystorowego?
Czy na przykład czarna skrzynka, a właś-
ciwie układ tranzystorowy, ma nieograni-
czoną wydajność prądową? Raczej nie.
Jeśli wyjście ma ograniczoną wydajność
prądową, to zapewne można to potrakto-
wać jako istnienie wewnętrznej rezystancji
wyjściowej. Możemy więc przedstawić
naszą skrzynkę w postaci czwórnika jak na
rysunku 3a lub pamiętając, że obwód kolek-
torowy zachowuje się jak źródło prądowe
raczej jak na rysunku 3b (oporność dołączo-
na równolegle do źródła prądowego). Zau-
waż, że na rysunku 3a oznaczyłem wy-
stępujące oporności nie literką R czy r (rezy-
stancja), tylko
małą literką z,
co pokazuje,
że chodzi o o-
porność ze-
spoloną - im-
pedancję (dla
przebiegów
zmiennych).
Nie jest jakaś
przeszkoda w
rozważaniach
- pomału zbli-
żamy się w
ten sposób
do zapisu, jaki
znasz z ksią-
żek.
A może,
jeśli taki spo-

Rys. 3 Wzmacniacze z rysunku 2 w postaci czworników

34

sób opisu czarnej skrzynki miałby być w
miarę precyzyjny, trzeba jeszcze u-
względnić dodatkowe czynniki, na przykład
coś takiego jak wpływ napięcia wyjściowe-
go na właściwości wejścia (wewnętrzne
sprzężenie zwrotne)?
W tranzystorze rzeczywiście występuje
takie wewnętrzne sprzężenie zwrotne. Na
rysunku 3c reprezentowane jest przez do-
datkowe źródło napięcia umieszczone w
obwodzie wejściowym. I oto mamy model
czwórnikowy tranzystora w pełnej krasie.
Zachowanie takiego czwórnika można i
trzeba jakoś opisać równaniami. I na pewno
nie wystarczy jedynie podać wartość
wzmocnienia. Wzory powinny uwzględniać
pokazane oporności i sprzężenie zwrotne.
Jeśli przyjmiemy, że właściwości nasze-
go tranzystora przedstawia model czwórni-
kowy z rysunku 3c, to moglibyśmy napisać
równania go opisujące. Mają one postać:
u1 = z11i1 + z12i2
u2 = z21i1 + z22i2
To są tak zwane równania impedancyj-
ne. Nie musisz dobrze rozumieć ich sensu,
zwróć tylko uwagę, że wszystko tu zgadza
się z intuicją. Mianowicie z11 to niewątpli-
wie oporność (ściślej impedancja) wejścio-
wa, z22 to oczywiście oporność (impedan-
cja) wyjściowa. Parametr z21 niewątpliwie
reprezentuje wzmocnienie, natomiast z12
reprezentuje wspomniane wewnętrzne
sprzężenie zwrotne. Przemyśl to dobrze!
Wprowadzone właśnie parametry z świet-
nie zgadzają się z intuicją!
Nieco gorzej jest ze spotykanymi częś-
ciej tak zwanymi parametrami hybrydowy-
mi tranzystora oznaczonymi h21, h21e, h21E,
h11b, h12e, h22. Nie bój się ich! Nadmienię
tylko, że literka h pochodzi od słowa hybryd
(mieszany). Za chwilę się okaże, że owe
h11, h12, h21 i h22 niosą dokładnie taką samą
treść jak oswojone właśnie parametry z.
Parametry h powiążemy z siecią (mode-
lem) pokazaną na rysunku 3d. A oto stoso-
wne równania:
u1 = h11i1 + h12u2
i2 = h21i1 + h22u2
Może wyda ci się to dziwne, nieprzyjaz-
ne i zbyt skomplikowane. Jeśli uważasz, że
to są skomplikowane zależności, to się gru-
bo mylisz. Potrzebne wzory akurat nie są
specjalnie skomplikowane i wcale nie trze-
ba znać rachunku macierzowego, by z nich
skorzystać.
Porównaj te dwa równania z poprzedni-
mi. Czy już widzisz, że h11 to właściwie z11
czyli impedancja wejściowa? Świetnie! Pa-
rametr h21, podobnie jak z21, reprezentuje
wzmocnienie - tym razem prądowe. Po-
dobnie jak z22, również h22 ma ścisły zwią-
zek z opornością wyjściową, czy też wydaj-
nością prądową. Zauważ, że prąd wyjścio-
wy i2 to prąd wejściowy i1 pomnożony
przez współczynnik wzmocnienia prądowe-
go h21, ale zmieniony o wartość h22u2 (pod-

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 1/99

Pierwsze kroki
powiem, że prąd ten jest pomniejszony, bo
h22 może mieć i ma wartość ujemną).
Analogicznie jak z12, także h12 reprezen-
tuje wpływ napięcia wyjściowego na wej-
ście. Nic więc dziwnego, że parametry te
mają następujące nazwy:
h11 - rezystancja (ściślej impedancja)
wejściowa przy zwarciu wyjścia,
h12 - współczynnik sprzężenia zwrotne-
go przy rozwartym wejściu,
h21 - współczynnik wzmocnienia prądo-
wego przy zwartym wyjściu,
h22 - konduktancja (odwrotność rezy-
stancji, a ściślej admitancja) wyjściowa przy
rozwartym wejściu.
W zagranicznych katalogach spotyka się
odmienne oznaczenia parametrów h.
h11 - hie input impedance (i - input -
wejście),
h12 - hre reverse voltage ratio (r - rever-
se - wsteczny),
h21 - hfe small signal current gain (f - for-
ward - w przód),
h22 - hoe output admitance (o - output -
wyjście).
Czy jednak nie jest to dla ciebie strasznie
obce i niezrozumiałe sformułowanie "przy
zwartym wyjściu, rozwartym wejściu"? Jak
na przykład można zmierzyć parametry
tranzystora "przy zwarciu wyjścia"? Prze-
cież zwarcie wyjścia uniemożliwi pracę
tranzystora!
Bez sensu?
Hop, hop, nie tak prędko!
Pamiętaj, że rozważamy parametry dla
prądu zmiennego. A więc jeśli nasz tranzy-
stor będzie pracował w układzie z rysunku
2a, to wspomniane zwarcie zacisków wy-
jściowych dla przebiegów zmiennych zape-
wni kondensator C2 o odpowiednio dużej
pojemności. Oporność (reaktancja) konden-
satora o wielkiej pojemności będzie na tyle
mała, że możemy ją potraktować jako zwar-
cie. Kondensator ten jednocześnie odetnie
składową stałą, umożliwiając przepływ
prądów stałych, właściwą polaryzację i
pracę tranzystora. Przykładowe układy po-
miarowe parametrów h znajdziesz na ry-
sunku 4 oraz na rysunku 5 w EdW 11/98
str. 65. Proste?
Okazało się więc, że nie jest to takie
straszne do zrozumienia.
Ale jeśli jeszcze mózg ci trochę pracuje
zapytasz: a do czego mi są potrzebne te ca-
łe parametry h?
Służę odpowiedzią. Teoretycznie ma to
wyglądać tak: przypuśćmy, że musisz za-
projektować wzmacniacz tranzystorowy.
Trzeba, żeby ten wzmacniacz miał określo-
ne wzmocnienie A, oporność wejściową
Rwe i oporność wyjściową Rwy. W katalo-
gu tranzystorów znajdujesz wartości para-
metrów h, wybierasz układ pracy tranzysto-
ra (wg rysunku 2: ze wspólnym emiterem,
wspólnym kolektorem, albo wspólną bazą),
podstawiasz do nieskomplikowanych wzo-

Rys. 4 Przykładowy układ pomiaru parametru h

rów, przeliczasz, dobierasz napięcie zasila-
nia. Na koniec wyliczasz wszystkie rezy-
stancje ustalające stałoprądowy punkt pra-
cy i oto obliczyłeś wszystkie elementy po-
trzebnego ci wzmacniacza. Zaprojektowa-
łeś wzma-cniacz.
Tak to wygląda w teorii i takimi zadania-
mi katują w szkole i na studiach. Natomiast
w praktyce, owszem, przeprowadzamy pe-
wne obliczenia, ale niewiele ma to związku
z omawianymi właśnie parametrami h i mo-
delem tranzystora z rysunku 3d.

Parametry h
Teraz już nie boisz się parametrów h. Z
parametrem h11 nie masz problemu - jest
to po prostu oporność (ściślej - impedan-
cja) wejściowa. Nic nowego - omawialiś-
my to już w poprzednim odcinku (porównaj
rysunek 8 w EdW 11/98).
Sprawa wpływu wyjścia na wejście re-
prezentowana jest przez parametr h12. Pa-
rametr ten należy uwzględnić w dokładniej-
szych obliczeniach, ale ponieważ sprzęże-
nie to jest niewielkie, przy obliczeniach wię-
kszości układów amatorskich można go po
prostu pominąć (czyli wrócić do uproszczo-
nego modelu z rysunku 3a i 3b).
Analogicznie, przy obliczaniu większości
prostych układów tranzystorowych można
pominąć parametr h22. Nie można go po-
minąć tylko w tych nielicznych układach
pracy, gdy w kolektorze umieszczone jest
obciążenie o wyjątkowo dużej oporności. O
tym za chwilę.
Nie powinien sprawić ci kłopotu para-
metr h21 - "współczynnik wzmocnienia
prądowego przy zwartym wyjściu". Współ-
czynnik wzmocnienia prądowego natych-
miast skojarzy ci się z parametrem ?, który
określiliśmy jako stosunek prądu kolektora
do prądu bazy. I rzeczywiście jesteś nieda-
leko prawdy.

Ale to nie koniec
Zwróć uwagę, że najczęściej na końcu
oznaczenia h21 umieszczona jest jeszcze li-
terka. Może to być mała literka e, c lub b.
Jak się może domyślasz, parametry te do-
tyczą tranzystorowych wzmacniaczy ma-
łych napięć zmiennych, pracujących w kon-
kretnej konfiguracji: wspólnego emitera,
kolektora albo bazy. Czyli podstawowych u-
kładów z rysunków 2a (wspólny emiter -

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 1/99

OE), 2b(wspólny kolektor - OC) i 2c (wspól-
na baza - OB).
Ale to nadal nie koniec - w katalogach i
książkach spotkasz też obok oznaczenia
h21e także oznaczenie h21E. Duża litera E
wskazuje nie tylko, że parametr dotyczy u-
kładu ze wspólnym emiterem, ale przede
wszystkim informuje, że jest to wzmocnie-
nie dla prądu stałego (w literaturze często
zamiast h21E spotkasz hFE określane też jako
DC current gain, czyli wzmocnienie dla
prądu stałego).
Czy h21e = h21c = h21b i czy na przykład
h11e = h11c = h11b?
Czy ? i h21e to to samo? A może ? to ra-
czej h21E? A może zarówno ?, h21e i h21E to
jedno i to samo? Czy też ? = h21c? Jak myś-
lisz?
Ściśle rzecz biorąc, nie jest to to samo.
W katalogach znajdziesz tylko parametry h
dla układu wspólnego emitera - OE. War-
tości niektórych parametrów h dla układów
OC i OB bardzo się różnią, niemniej można
je, łatwo obliczyć, korzystając z wzorów,
które znajdziesz w podręcznikach. Nie będę
ci podawał tych wzorów. I ja i ty jesteśmy
leniwi (prawda?), nie lubimy się nadmiernie
męczyć i chcemy uprościć, co tylko się da.
I upraszczamy. Uważaj! Dla układów
wspólnego kolektora i emitera rzeczywiś-
cie parametr h21c oraz h21e można w pier-
wszym przybliżeniu utożsamiać z ?. Ale dla
układu wspólnej bazy, h21b ma wartość zbli-
żoną do jedności, wynosząc mniej więcej
0,95...0,999 (być może spotkałeś się kiedyś
z parametrem zwanym [ ?- alfa]. Szczegó-
łów nie będę ci tłumaczył. Jeśli do tej pory
nadążałeś za mną, doskonale poradzisz so-
bie ze zrozumieniem właściwości wzmac-
niaczy w konfiguracji OE, OC i OB, których
obszerne (i nudne jak na mój gust) opisy
znajdziesz w podręcznikach.
Zapamiętaj tylko, że choć parametry h12,
h22 (a wbrew pozorom także h11) odgrywają
mniejszą rolę i w amatorskiej praktyce
często się je pomija, o tyle katalogowego
parametru h21 lekceważyć nie można, bo
głównie on decyduje o właściwościach
wzmacniaczy tranzystorowych. Za chwilę
zajmiemy się tym bliżej, a teraz parę uwag
dla bardziej zaawansowanych.

Znaczenie h22
(dla zaawansowanych)
W niektórych zastosowaniach nie wolno
pomijać znaczenia parametru h22. Problem
ilustruje rysunek 5.
W jednym z wcześniejszych odcinków
tłumaczyłem ci, co to jest źródło prądowe.
Dowiedziałeś się, że o wielkości sygnału
napięciowego na takim źródle (na kolekto-
rze tranzystora) decyduje głównie wartość
oporności obciążenia - czym większa opor-
ność obciążenia, tym większy sygnał wy-
jściowy. Zakładając, że obwód kolektorowy
to idealne źródło prądowe (rys. 5a), można

35

Pierwsze kroki

Rys. 5 Obciążenie źródłą prądowego

prosto obliczyć zmiany napięcia wyjściowe-
go, jeśli zmiany prądu kolektora będą wyno-
sić, powiedzmy ?I =1mA
?U = ?I * RL
Czym większa oporność obciążenia RL,
tym większy sygnał wyjściowy. Czy to jed-
nak znaczy, że zwiększając oporność obcią-
żenia (np. przez zwiększanie wartości rezy-
stora w obwodzie kolektorowym lub zasto-
sowanie obciążenia w postaci zewnętrzne-
go źródła prądowego) można dowolnie
zwiększać napięcie wyjściowe, a tym sa-
mym dowolnie zwiększać wzmocnienie
wzmacniacza tranzystorowego? Niestety
nie i to z kilku powodów.
Przede wszystkim obwód kolektora nie
jest idealnym źródłem prądowym - sygnali-
zuje to rysunek 3b i 3d, gdzie niejako
wewnątrz tranzystora, równolegle ze źród-
łem prądowym, włączona jest jakaś opor-
ność. Oporność ta jest stosunkowo duża
(bo jej odwrotność - przewodność (prze-
wodność zespolona czyli admitancja h22 ma
małą wartość). Ale jak by nie było, opor-
ność ta jest jakimś wstępnym obciążeniem
dla źródła prądowego. Dołączenie ze-
wnętrznego obciążenia może tylko zmniej-
szyć całkowitą rezystancję obciążenia - po-
równaj rysunek 5b. Na pewno wypadkowa
rezystancja obciążenia nie będzie nigdy
mniejsza niż wewnętrzna rezystancja RI.
Jeśli tak, to nawet stosując bardzo dużą
oporność w kolektorze tranzystora, nie
zwiększysz całkowitej oporności powyżej
Rmax = 1/h22
Tym samym nie możesz uzyskać dowol-
nie dużego napięcia na wyjściu.
Generalny wnioski są następujące:
- nie można traktować obwodu kolekto-
rowego tranzystora jako idealnego źródła
prądowego,
- o wartości maksymalnego wzmocnie-
nia napięciowego wzmacniacza tranzysto-
rowego zdecyduje nie wartość wzmocnie-
nia prądowego h21, tylko h22.
Nadążasz? Na rysunku 5b zaznaczyłem
oporność (rezystancję) RI dołączoną równo-
legle do źródła prądowego. Natomiast na
rysunku 3b i 3d zaznaczone są nie tyle opor-
ności, tylko przewodności (zespolone czyli
admitancje - stąd literka y na rys 3b). Na
tym poziomie rozważań nie ma to znacze-
nia, możesz traktować je wszystkie jako re-
zystancje. Zresztą te informacje nie są nie-

36

zbędne początkującym (którzy być może
nadal nie bardzo rozumieją o co chodzi). Ale
powinni o tym pamiętać wszyscy bardziej
zaawansowani, którzy będą stosować tran-
zystory w roli źródeł prądowych, albo chcie-
liby umieścić w obwodzie kolektora nie re-
zystory, tylko źródła prądowe.
Mam pytanie: czy w twoich wzmacnia-
czach tranzystorowych oporność wyjścio-
wa całego wzmacniacza rzeczywiście wy-
znaczona jest przez h22? Jeśli myślisz, że
tak, to się grubo mylisz. Pamiętaj, że anali-
zujemy działanie tranzystorów w teorety-
cznych układach pracy. Właśnie tak może-
my śmiało nazwać "książkowe", podsta-
wowe układy pracy OE, OC, OB z rysunku
2, a układy pomiarowe wyglądają podobnie
jak na rysunku 4 oraz rysunku 5 w EdW
11/98. Ty w praktyce będziesz stosował
wzmacniacze, gdzie w obwodzie kolektora
umieszczony jest rezystor. Jaka będzie
wtedy rezystancja wyjściowa (dla przebie-
gów zmiennych)?
Wrócimy do tej kwestii wjednym z na-
stępnych odcinków, a już teraz zapamiętaj,
że oporność wyjściowa praktycznie jest ró-
wna rezystancji rezystora umieszczonego
w obwodzie kolektora (bowiem oporność
związana z parametrem h22 ma bardzo dużą
wartość i niewiele zmienia). A teraz wraca-
my do parametru h21.

h21
To jak jest z używanym do tej pory, nie-
precyzyjnym parametrem oznaczanym ??
Czy do praktycznych obliczeń potrzebne są
dokładne wartości h21e i h21E z katalogu?
Tabela 1

hFE - DC Current Gain IC =2mA VCE =5V
min.
Typ.
max.
BC107
110
230
450
BC107 Gr. A
110
180
220
BC107 Gr. B
200
290
450
BC108
110
350
800
BC108 Gr. A
110
180
220
BC108 Gr. B
200
290
450
BC108 Gr. C
420
520
800
BC109
200
350
800
BC109 Gr. B
200
290
450
BC109 Gr. C
420
520
800
hfe Small Signal Current Gain IC =2mA
f = 1 kHz VCE =5V
Typ.
BC107
250
BC107 Gr. A
190
BC107 Gr. B
300
BC108
370
BC108 Gr. A
190
BC108 Gr. B
300
BC108 Gr. C
500
BC109
370
BC109 Gr. B
300
BC109 Gr. C
550

Zajmijmy się tym bliżej. Tabela 1 zawiera
katalogowe dane tranzystorów BC107...109.
Z porównania danych z tabeli wynikają
dwa główne wnioski. Po pierwsze, dla tran-
zystorów tego samego typu, nawet z tej sa-
mej grupy trzeba liczyć się ze znacznym
rozrzutem wartości wzmocnienia prądowe-
go pomiędzy poszczególnymi egzemplarza-
mi. Po drugie, wzmocnienie dla prądu sta-
łego (DC Current Gain czyli h21E) nie jest do-
kładnie równe wzmocnieniu dla małych
przebiegów zmiennych (h21e).
Idźmy jeszcze krok dalej. Rysunek 6 po-
kazuje zależność wzmocnienia stałoprądo-
wego (czyli h21E) od prądu kolektora dla tran-
zystorów BC546...BC548. Ze względu na
rozrzut między egzemplarzami, oś pionowa
wyskalowana jest w procentach, a nie w
wartościach wzmocnienia. Wyraźnie widać,
że wzmocnienie maleje przy bardzo małych
oraz stosunkowo dużych prądach kolektora.
Pokrewne dane dotyczące tranzystorów
BC546...548 zawarte są w tabeli 2
Tabela 2

Wzmocnienie stałoprądowe tranzystorów
BC546...548 (UCE=5V)
IC
10mA
10mA
10mA
2mA
2mA
2mA
2mA
2mA
100mA
100mA
100mA

tranzystor
547A/548A
546B/547B/548B
548C
546
547/548
547A/548A
546B/547B/548B
547B/548C
547A/548A
546B/547B/548B
548C

min. typ.
90
150
270
100
110
110 180
200 290
420 520
120
180
300

max.

450
800
220
450
800

Jeszcze inaczej jest w przypadku tranzy-
stora mocy (w układzie Darlingtona) typu
BDV65 - pokazuje to rysunek 7 (Jeśli nie
wiesz jeszcze, co to jest ten ,,Darlington",
nie przejmuj się. Czytaj dalej i wyciągaj
wnioski. A do ,,Darlingtona" jeszcze
wrócimy).
Mało tego! Rysunek 8 pokazuje
podobną zależność wzmocnienia w fun-
kcji prądu kolektora, ale dla trzech róż-
nych temperatur i dla dwóch napięć ko-

Rys. 6 Zależność wzmocnienia od prądu
kolektora

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 1/99

Pierwsze kroki

Rys. 7 Zależność wzmocnienia od prądu
tranzystora BDV65

lektora. Wykres dotyczy dość popularne-
go tranzystora 2N5400/5401.
A i to nie koniec! Rysunek 9 przedsta-
wia zależność wzmocnienia od częstotli-
wości tranzystora mocy (Darlingtona) ty-
pu 2N6040...6045. Jak widać, wzmocnie-
nie szybko spada ze wzrostem częstotli-
wości. Na szczęście tak małe pasmo
mają tylko (i to nie wszystkie) tranzystory
Darlingtona. Pojedyncze tranzystory ma-
łej i dużej mocy mają pasmo znacznie
szersze.
Przeanalizuj przedstawione informa-
cje. I co? Czy katalog pozwoli określić
wzmocnienie danego tranzystora? Wszy-
stko wskazuje, że nie! Może trzeba je po
prostu zmierzyć?
Nie myśl jednak, że rozwiążesz problem
mając multimetr cyfrowy z funkcją pomiaru
wzmocnienia tranzystorów. Co zmierzysz?
Zmierzysz wzmocnienie stałoprądowe przy
nieznanym prądzie kolektora. A w twoim u-
kładzie tranzystor będzie pracował przy in-
nym prądzie kolektora... I wzmocnienie sta-
łoprądowe (nie mówiąc o zmiennoprądo-
wym) będzie inne. A temperatura, częstot-
liwość?
Popadasz pomału w rozpacz? Czyżby
miało się okazać, że cała wiedza o para-
metrach hybrydowych zda się psu na
budę, bo "często pomijamy h11, h12, h22",
a z kolei wartość h21 jest niewiadoma ze
względu na koszmarnie duży rozrzut pa-
rametrów pomiędzy egzemplarzami oraz
ze względu na zależność od prądu kolek-
tora, temperatury i częstotliwości pracy?
Aż tak źle nie jest!

Na pewno możesz zmierzyć parame-
try konkretnego egzemplarza w warun-
kach, w jakich będzie pracował. Ale w
praktyce coś takiego robimy bardzo rzad-
ko.
No to jaką wartość wzmocnienia
prądowego masz wziąć do ewentualnych
obliczeń?
Uważaj! Doszliśmy do bardzo waż-
nych wniosków praktycznych:
Po pierwsze do poważnych obliczeń
projektowych trzeba wziąć spodziewane
parametry najgorszego egzemplarza. A
do obliczeń mniej poważnych? Niestety,
tak samo! Nawet gdy zmierzysz wzmoc-
nienie konkretnego egzemplarza dla prze-
widywanych warunków pracy. Bo co
wtedy, gdy tranzystor się zepsuje i ktoś
go wymieni na jakikolwiek egzemplarz te-
go samego typu?
W katalogu szukaj więc tylko wskazó-
wek, jakie może być wzmocnienie mini-
malne związane z rozrzutem, prądem ko-
lektora czy częstotliwością.
Po drugie, tranzystory trzeba wyko-
rzystywać w taki sposób, żeby nieunik-
nione rozrzuty ich parametrów nie wpły-
wały na działanie układu. Jak? Stosując
układy pracy nieco inne, niż te podsta-
wowe, "książkowe", pokazane na ry-
sunku 2. Sprawę tę omówimy w je-
dnym z następnych odcinków. A już te-
raz ci powiem, że zawsze warto stoso-
wać tranzystory o jak największej war-
tości wzmocnienia prądowego. I to
wszystko!

Podsumowanie
Jeśli tak, to po co ta cała zabawa z
czarnymi skrzynkami, modelami, itd.? Ko-
mu potrzebne były teoretyczne rozważa-
nia?
Nie denerwuj się! Tłumaczę ci tu ło-
patologicznie bardzo ważną, i w sumie
dość prostą sprawę: chcesz przecież zo-
stać konstruktorem i projektować ukła-
dy, a przynajmniej zrozumieć działanie
tranzystora. Okazało się, że ten nasz
tranzystor to paskudny twór, i wcale nie
tak łatwo opisać precyzyjnie jego para-
metry, by potem przeprowadzić dokła-
dne obliczenia projektowe. Żeby dokła-

Rys. 9 Wzmocnienie ,,Darlingtona" w funkcji
częstotliwości

dnie opisać jego działanie należałoby
posługiwać się dość złożonym mode-
lem, co najmniej takim jak na rysunku 3
z poprzedniego odcinka lub jeszcze bar-
dziej skomplikowanym.
Uważasz, że dwa odcinki poświęcone
modelom tranzystora to dużo? Jeśli tak,
to zajrzyj do podręczników ze szkoły śre-
dniej, albo lepiej akademickich, a przeko-
nasz się, ile tam poświęcono miejsca te-
mu tematowi, a także jak katuje się u-
czniów i studentów, każąc im przeprowa-
dzać obliczenia opierające się na arbitral-
nie przyjętych (żeby nie powiedzieć - wy-
ssanych z palca) wartościach parame-
trów h.
Nie miej pretensji do mnie, bo to nie z
mojej winy okazało się, że przeciętny
konstruktor-amator (i nie tyko amator) nie
przeprowadza obliczeń z wykorzystaniem
parametrów h. Przedstawiony materiał
ma ci jedynie rozszerzyć horyzonty i po-
móc wyciągnąć pewne wnioski.
Teraz nie będziesz się bał katalogo-
wych parametrów h. Z grubsza wiesz, ja-
ki sens ma każdy z nich. Okazało się to
wszystko łatwe do zrozumienia. Jeśli
więc będziesz chciał przeprowadzać teo-
retyczne obliczenia, skorzystasz z katalo-
gowych parametrów h, związanych z ry-
sunkiem 3b i odpowiednich wzorów (któ-
rych ci tu nie podałem, a które straszą w
licznych podręcznikach). Ale mnie w to
nie mieszaj! Ja w następnych odcinkach
zajmę się praktycznymi sposobami obli-
czeń prostych wzmacniaczy tranzystoro-
wych, a do tego będzie potrzebna tylko
szacunkowa wartość wzmocnienia
prądowego.
Piotr Górecki

REKLAMA

Rys. 8 Zależność wzmocnienia od prądu i temperatury dla tranzystorów 2N5400/5401

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 1/99

37


Tranzystory dla początkujących (zxpro).rar > Tranzystory, cz4.pdf

Pierwsze kroki

część

4

Tranzystory
dla początkujących

Przed miesiącem gruntownie omówiliśmy obwód wejściowy tranzystora, czyli złącze baza-emiter. Dziś oczywiście
zajmiemy się obwodem kolektor-emiter i wreszcie dowiesz się jak tranzystor wzmacnia napięcie. Także w tym od-
cinku rzucam cię od razu na głęboką wodę i zapoznajesz się z dość trudnymi sprawami. Jeśli nie jesteś zwolennikiem
nadmiernego wykorzystywania szarych komórek, nie czytaj tego artykułu.
Na początek jeszcze raz ważne przypo-
mnienie: możesz śmiało uważać, że tran-
zystory PNP i NPN różnią się tylko kierun-
kiem przepływu prądów - generalna za-
sada ich działania jest taka sama. Przykła-
dy opisane dalej do wykorzystują tranzys-
tory NPN, których używamy częściej.
Wszystkie podane rozważania dotyczą
oczywiście także tranzystorów PNP, ale
nie chcę ci zanadto mieszać w głowie
i nie zamieszczam analogicznych rysun-
ków z tranzystorami PNP. Jeśli rysuję ci
jakiś przykładowy układ z tranzystorem
NPN, to podobny układ możesz zbudo-
wać na tranzystorze PNP, zmieniając bie-
gunowość źródeł zasilania (oraz ewentu-
alnych diod i innych biegunowych ele-
mentów). Do tego ciekawego tematu
jeszcze pewnie wrócimy w przyszłości.
A teraz zabieramy się za obwód ko-
lektora.
Jeszcze raz na rysunku 25 możesz
zobaczyć schemat zastępczy tranzysto-
ra NPN.
Mam nadzieję, że jeszcze pamiętasz,
co to jest źródło prądowe: z grubsza
biorąc jest to element, który wytwarza

(w tranzystorze raczej przepuszcza)
prąd o ściśle określonej wartości. Na-
pięcie źródła prądowego nie jest okreś-
lone - zależy ono od dołączonej rezys-
tancji obciążenia.
W tranzystorze wartość prądu tego
źródła prądowego, czyli inaczej mówiąc
prąd kolektora, zależy od prądu bazy. Is-
totna jest dla nas informacja, że prąd
kolektora jest ?-krotnie większy niż
prąd bazy:
IC = ? × IB
Na razie dla uproszczenia załóżmy,
że wartość wzmocnienia prądowego ?
dla danego tranzystora jest stała (co
wcale nie jest do końca prawdą, ale to
inny temat).

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 4/98

Na rysunku 26 znajdziesz prosty układ
pracy tranzystora. Uważaj, tu zaczyna
się najczystsza praktyka! Będziemy ope-
rować nie tylko na wzorach i literkach,
ale obliczymy najprawdziwsze prądy
i napięcia.

Rys. 26.

Rys. 25.

Na razie niech cię nie obchodzi, skąd
bierze się prąd bazy. Zapamiętaj, że rezys-
tor R1 jest dla tranzystora obciążeniem.
Co możemy powiedzieć o napięciu na ko-
lektorze, czyli w punkcie oznaczonym A?
Przyzwyczaj się do traktowania obwo-
du kolektorowego jako źródła prądowe-

73

Pierwsze kroki
go. Jeśli tak, to o napięciu kolektora bę-
dzie decydować prąd kolektora, wytwa-
rzający na obciążeniu R1 jakiś spadek
napięcia.
Na rysunku 26 zaznaczyłem ci napię-
cie kolektora UC (między masą i kolekto-
rem), oraz napięcie, a właściwie spadek
napięcia na rezystorze R1.
Na razie o tych napięciach nie wiemy
nic, bo nie wiemy jaki jest prąd kolektora.
Przypuśćmy teraz, że przez obwód ba-
zy nie płynie żaden prąd. Taki stan nazy-
wany stanem zatkania lub odcięcia tran-
zystora, mówimy, że tranzystor nie prze-
wodzi (prądu), że jest zatkany. W takim
razie w obwodzie kolektora też nie płynie
żaden prąd (IC = ? × 0).
Stop! Prawdopodobnie w szkole stra-
szyli cię jakimś tam prądem zerowym
i kazali obliczać wartości tego prądu.
Rzeczywiście, nawet jeśli prąd bazy nie
płynie, to w obwodzie kolektora płynie
maleńki prąd, zwany właśnie prądem ze-
rowym kolektora. Prąd ten oznaczany
jest ICE0. Teraz uważaj - choć w rozważa-
niach teoretycznych prąd zerowy ma spo-
re znaczenie, w praktyce można go śmia-
ło pominąć i przyjąć że ma pomijalnie ma-
łą wartość. Prądy zerowe miały znaczną
wartość (rzędu mikroamperów i więcej)
tylko w starych tranzystorach germano-
wych. Współczesne tranzystory krzemo-
we małej mocy, które najczęściej stosuje-
my w naszych układach mają prąd zero-
wy rzędu pojedynczych nanoamperów.
Prąd taki można spokojnie pominąć,
choćby dlatego, że nawet na dużej rezys-
tancji 1MOhm prąd 10nA (0,01uA) wywoła
spadek napięcia tylko 10mV.
A co z wartościami prądu ICE0 (oraz
ICB0) podawanymi w katalogach? Dla tran-
zystorów dużej mocy w katalogach poda-
je się wartości prądu zerowego kolektora
sięgające 1mA! Czy takiego prądu zero-
wego trzeba się spodziewać w kolekto-
rze zatkanego tranzystora mocy? Skądże!
Po pierwsze jest to parametr mierzony
przy niepodłączonym obwodzie bazy.
Gdy baza jest zwarta do emitera (choćby
przez rezystor, a tak jest w ogromnej
większości praktycznych układów) prąd
ten jest mniejszy. Po drugie prąd ten jest
mierzony przy maksymalnym dla tego
tranzystora napięciu kolektora. W ogrom-
nej większości przypadków tranzystory
nie pracują przy maksymalnym dopusz-
czalnym napięciu pracy. Po trzecie produ-
cent podaje maksymalną wartość tego
prądu czyli najgorszy możliwy przypadek,
a wartość typowa jest znacznie mniejsza.
Jeszcze raz: dla małych tranzystorów
prąd zerowy kolektora możesz spokojnie
pominąć, natomiast przy dużych tranzys-
torach mocy może on mieć znaczącą
wartość tylko wtedy, gdy tranzystor jest
gorący.

74

Żebyś nie miał fałszywego wyobraże-
nia, proponuję ci zadanie domowe: ze-
staw obwód według rysunku 27
i sprawdź prąd kolektora swoich tranzys-
torów, zwłaszcza tych dużej mocy, zaró-
wno przy zwarciu, jak i rozwarciu wyłącz-
nika S. Szeregowy rezystor jest na wypa-
dek, byś nie uszkodził miernika w przy-
padku jakiejś pomyłki lub badania uszko-
dzonego tranzystora. Oczywiście mier-
nik powinien być jak najczulszy, z powo-
dzeniem możesz wykorzystać cyfrowy
multimetr na zakresie prądu (stałego)
równym 2mA.

Rys. 27.
Możesz podgrzać badane tranzystory
do temperatury +100...+150°C, choćby
za pomocą lutownicy (ale ostrożnie - pa-
miętaj, że grot lutownicy ma temperaturę
ponad +300°C).
Przekonasz się sam, że prąd zerowy
małych tranzystorów jest naprawdę po-
mijalnie mały i można o nim zapomnieć.
Jeśli tak, to wracamy do rysunku 26.
Jakie napięcie będzie panować na kolek-
torze tranzystora w stanie zatkania?
Prąd przez tranzystor praktycznie nie
płynie, więc spadek napięcia na rezysto-
rze R1 jest równy zeru (UR1 = IC × R1).
Jeśli tak, to w stanie zatkania napięcie na
kolektorze jest równe napięciu zasilające-
mu. Możemy powiedzieć, że całe napię-
cie zasilania odkłada się na tranzystorze.
W tym miejscu mogę ci powiedzieć,
że zazwyczaj napięcie zasilające w na-
szych układach wynosi 9...15V. Jednak
w niektórych układach (np. wzmacniacze
dużej mocy audio) napięcie zasilające jest

dużo wyższe, i sięga stu i więcej woltów.
Musisz pamiętać, że każdy tranzystor ma
określone przez producenta, maksymal -
ne napięcie kolektora. W katalogu zna-
jdziesz je jako parametr UCE0, bądź jako
UCES. Końcówka oznaczenia 0 (zero albo
open - otwarty) wskazuje, że dotyczy to
sytuacji, gdy baza jest niepodłączona,
a napięcie testowe podawane jest mię-
dzy kolektor i emiter. Literka S w ozna-
czeniu (short - zwarty) informuje, że pod-
czas testu baza jest zwarta z emiterem.
Napięcie UCE0 jest trochę mniejsze niż
UCES, czyli zwarcie bazy do emitera
zwiększa odporność tranzystora na pod-
wyższone napięcia kolektora.
Wszystkie obecnie produkowane tran-
zystory mają napięcie UCE0 nie mniejsze
niż 25...30V, więc przy napięciach zasila-
nia do 24V nawet nie musisz sprawdzać
go w katalogu.
A czym grozi przekroczenie napięcia
UCE0? Przekroczenie go o 10...20% nie
grozi niczym, trochę większe zwiększy
prąd zerowy kolektora, znacznie więk-
sze doprowadzi do nieodwracalnego
uszkodzenia tranzystora. Obecnie ofer-
ta tranzystorów wysokonapięciowych
jest bardzo szeroka, bez problemu moż-
na kupić tranzystory na napięcia
100...1500V i nie ma żadnego uzasad-
nionego powodu, byś przekraczał kata-
logowe napięcie UCE0.
Nie ma też najmniejszej potrzeby, byś
poznawał sposoby łączenia kilku tranzys-
torów niskonapięciowych w jeden
,,tranzystor" wysokonapięciowy. Takie
schematy spotyka się w starych książ-
kach - zapomnij o nich.
Nie stosuj też tranzystorów wysoko-
napięciowych w obwodach o niskim na-
pięciu zasilania - tranzystory te mogą
pracować przy wysokich napięciach ko-
lektora, ale niektóre parametry mają
znacznie gorsze od typowych tranzysto-
rów małej mocy.
W naszej praktyce najczęściej używa-
ny obecnie tranzystorów BC547 i BC548
(NPN) i BC557 i BC558 (PNP). BC547
i BC557 mają napięcie UCE0 równe 45V,
a BC548 i BC558 - 25V.

Przy praktycznych obliczeniach zamiast omów, woltów i amperów (faradów,
henrów, herców, sekund, itp.), często używamy jednostek mniejszych lub więk-
szych (wielokrotnych i podwielokrotnych). Przy mnożeniu i dzieleniu tak poda-
nych wartości należy pamiętać o uwzględnieniu mnożnika.
Poniższa tabela pomoże w prosty sposób uwzględniać te mnożniki:
mA × kOhm = V
V / kOhm = mA
V / mA = kOhm
mA × Ohm = mV
mV / Ohm = mA
mV / mA = Ohm
uA × kOhm = mV
mV / kOhm = uA
mV / uA = kOhm
uA × MOhm = V
V / MOhm = uA
mV / uA = MOhm
uA × Ohm = uV
uV / Ohm = uA
uV / uA = Ohm
nA × kOhm = uV
uV / kOhm = nA
uV / nA = kOhm
nA × MOhm = mV mV / MOhm = nA
mV / nA = MOhm

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 4/98

Pierwsze kroki
Idziemy dalej. Załóżmy teraz, że prąd
bazy tranzystora w układzie z rysunku 26
wynosi 10uA. Jak wynika z rysunku, tran-
zystor ma wzmocnienie 100, więc prąd
kolektora wyniesie:
IC = 100 × 10uA = 1000uA = 1mA
Taki prąd przepływając przez rezystor
R1 wywoła spadek napięcia równy:
UR1 = 1mA × 1kOhm = 0,001A × 1000Ohm = 1V
Tym samym napięcie kolektora, mie-
rzone w stosunku do masy (minusa zasi-
lania), będące różnicą napięcia bateri-
i zasilającej i spadku napięcia na rezysto-
rze R1 wyniesie:
UC = 10V - 1V = 9V
Jeśli teraz prąd bazy naszego tranzys-
tora zwiększymy do 60uA, prąd kolektora
wzrośnie do 6mA, napięcie na rezystorze
R1 wzrośnie do 6V, a napięcie kolektora
UC wyniesie 4V. Zwiększanie prądu bazy
powoduje zmniejszanie napięcia na ko-
lektorze.
Już tu widzisz, że tranzystor odwraca
kierunek zmian: wzrost prądu bazy (i od-
powiadający mu wzrost napięcia baza-
emiter) powoduje spadek napięcia na ko-
lektorze. Zapamiętaj: tranzystor w ukła-
dzie pracy z rysunku 26 odwraca kieru-
nek zmian, czyli fazę przebiegu. Ze sfor-
mułowaniem ,,tranzystor odwraca fazę"
będziesz się spotykał bardzo często.
Wrócimy do tego.
Na razie zastanowimy się, co się sta-
nie, gdy jeszcze bardziej zwiększymy
prąd bazy.
Przy prądzie bazy równym 90uA prąd
kolektora wyniesie
IC = 100 * 90uA = 9000uA = 9mA
a napięcie na kolektorze
UC = 10V - (9mA * 1kOhm) = 1V
A co się stanie, gdy prąd bazy wynie-
sie 100uA (0,1mA)?
Teoretycznie napięcie na kolektorze
będzie równe zeru:
UC = 10V - (100 * 0,1mA * 1kOhm) = 0V
Czyli tranzystor będzie w pełni otwarty
i całe napięcie zasilające odłoży się na ob-
ciążeniu.
A jeśli jeszcze zwiększymy prąd bazy,
powiedzmy do 1mA.
Czy prąd kolektora wzrośnie do war-
tości 1mA × 100 = 100mA???
Ależ skąd, nie wzrośnie, bo maksymal-
ny prąd kolektora wyznaczony jest przez
obciążenie. Ten maksymalny prąd kolekto-
ra nie przekroczy wartości Uzas/R1 czyli

10V
= 10 mA
1kOhm
A więc co się stanie przy próbie zwięk-
szenia prądu bazy do 1mA?
Jeśli powiesz, że w takich warunkach
nie da się zwiększyć prądu bazy do 1mA,
bo się ,,nie zmieści w bazie", trafiłeś ku-
lą w płot. Prąd bazy możemy w tym ukła-
dzie pracy zwiększać dowolnie - już rysu-
Im ax =

nek 25 pokazuje, że prąd ,,diody baza-
emiter" można dowolnie zwiększać.
Z tym dowolnie, to trochę przesadziłem,
bo obwód B-E jest w sumie delikatny
i nadmierne zwiększenie prądu bazy mo-
że ten obwód uszkodzić. Dlatego w kata-
logach podaje się maksymalną wartość
prądu bazy IBmax, która nie uszkodzi tran-
zystora. Ale nie wpadaj w panikę - nawet
dla tranzystorów małej mocy (BC548,
BC107, itp.) dopuszczalny prąd bazy wy-
nosi co najmniej 20mA.
Jeszcze raz cię pytam, czym grozi
zwiększenie prądu bazy w układzie z ry-
sunku 26 do powiedzmy 1mA?
Oczywiście niczym nie grozi! Wygląda
na to, że jest to marnowanie prądu, bo
zwiększanie prądu bazy powyżej 0,1mA
już nic w naszym układzie nie zmienia.
Zapamiętaj raz na zawsze, że taki stan
pracy, gdy tranzystor jest w pełni otwar-
ty, a napięcie na kolektorze jest najniższe
z możliwych, nazywa się stanem nasyce-
nia tranzystora. Mówimy, że tranzystor
jest nasycony.
Znasz już dwa stany tranzystora: za-
tkanie i nasycenie. W tych stanach pracu-
ją wszystkie układy logiczne - tranzystory
w nich są albo w pełni zatkane, albo
w pełni otwarte. Tranzystor pełni wów-
czas jedynie rolę przełącznika. Ale to do-
tyczy tranzystorów zawartych w ukła-
dach scalonych logicznych czyli cyfro-
wych, natomiast w układach budowa-
nych z pojedynczych tranzystorów zdecy-
dowanie większe znaczenie ma praca
w zakresie liniowym, czyli w tym ,,środ-
kowym" zakresie, gdy zmiana prądu bazy
wywołuje proporcjonalne zmiany prądu
i napięcia kolektora.
Zakresem pracy liniowej będziemy się
jeszcze zajmować szerzej przy okazji
wzmacniania przebiegów zmiennych. Na
razie wracamy do stanu nasycenia.
Czy tranzystor w stanie nasycenia ma
napięcie na kolektorze dokładnie równe ze-
ru? Czy określenie ,,w pełni otwarty" ozna-
cza, iż złącze kolektor-emiter można trakto-
wać jak zworę o zerowej rezystancji?
Cóż, tu właśnie dają o sobie znać właś-
ciwości rzeczywistego tranzystora, któ-
rych nie można się domyślić na podsta-
wie uproszczonego schematu zastępcze-
go z rysunku 25. W rzeczywistym tran -
zystorze bipolarnym napięcie na kolekto-
rze nigdy nie spadnie do zera. Nawet przy
zwiększeniu prądu bazy do największej
dopuszczalnej wartości, napięcie na ko-
lektorze nie będzie równe zeru. W stanie
nasycenia na kolektorze będzie występo-
wać niewielkie napięcie, zwane napię-
ciem nasycenia, oznaczane UCEsat ( sat od
saturation - nasycenie). Niewielkie napię-
cie? Czyli jakie?
Nie ma jednoznacznej odpowiedzi,
można tylko powiedzieć, że nie jest to

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 4/98

,,czyste zwarcie". Dla tranzystorów małej
mocy przy prądach kolektora (ograniczo-
nych wartością rezystora obciążenia R1)
rzędu pojedynczych miliamperów, napię-
cie to będzie wynosić kilka lub kilkanaście
miliwoltów. Przy większych prądach ko-
lektora co najwyżej kilkaset miliwoltów.
Trochę większe będzie w tranzystorach
wysokonapięciowych (nawet do 1V),
a mniejsze dla tranzystorów dużej mocy.
Napięcie nasycenia zależy nie tylko od
prądu kolektora, ale i od prądu bazy. Jeś-
li prąd bazy jest możliwie mały, ale jednak
na tyle duży, by wprowadzić tranzystor
w stan nasycenia, mówimy o płytkim na-
syceniu. Gdy prąd bazy jest znacznie
większy, niż wymagane minimum, mówi-
my o głębokim nasyceniu.
Proponuję ci, żebyś w ramach ćwiczeń
praktycznych zestawił układ według ry-
sunków 28a i 28b, a następnie sprawdził,

Rys. 28.
jakie napięcie nasycenia mają twoje tran-
zystory w takich warunkach. Jeśli tylko
masz ku temu warunki, wykonuj zalecane
ćwiczenia i w jakimś zeszycie notuj wyni-
ki podając układ testowy i warunki pomia-
ru. Takie ćwiczenia wykonuje się tylko raz
w życiu, a potem w przyszłości zawsze
można zajrzeć do zeszytu i sprawdzić czy
w jakimś wyrafinowanym układzie uda
się uzyskać założone parametry.
A teraz przechodzimy do kwestii, jak
tranzystor wzmacnia napięcie.

Wzmacnianie napięć
Na rysunku 29a znajdziesz zależność
napięcia na kolektorze od prądu kolekto-
ra. Rysunek dotyczy tranzystora pracują-
cego w układzie według rysunku 26. Nie
ma żadnych wątpliwości - ze wzrostem
prądu kolektora napięcie na kolektorze
zmniejsza się. Tak samo nie budzi żad-
nych wątpliwości rysunek 29b, gdzie po-
kazano zależność napięcia kolektora od
prądu bazy (dla wzmocnienia prądowego
równego 100).

75

Pierwsze kroki
Rys. 29

Piękna charakterystyka, prawda? Cie-
szysz się, że pokazana zależność jest li-
niowa? Zawsze jeśli zależność jest linio-
wa, to zapowiada pracę bez zniekształ-
ceń przy wzmacnianiu przebiegów
zmiennych.
Ale nie wpadnij w euforię - zauważ, że
jest to zależność napięcia wyjściowego
od prądu wejściowego!
A jak będzie wyglądać zależność na-
pięcia kolektora od napięcia na bazie? Do-
piero teraz znajdziesz odpowiedź, jak
tranzystor wzmacnia napięcie. Na rysun-
ku 30 jeszcze raz pokazałem ci zależność
prądu bazy od napięcia baza-emiter. Na
podstawie rysunku 30 i 29b możesz sam
narysować zależność napięcia UC od na-
pięcia UBE.
Rys. 30.

Zrobimy to wspólnie na rysunku 31.
Dla napięć na bazie mniejszych od
0,5V, nie płynie prąd bazy i kolektora,
a więc napięcie na kolektorze jest równe
napięciu zasilającemu. Dopiero dla napięć

76

Rys. 31.

wyższych pojawi się prąd bazy i kolekto-
ra i napięcie kolektora zacznie się zmniej-
szać. Przykładowo punkt A na rysunku
29a przedstawia warunki przy prądzie ba-
zy równym 1 mikroamper. Masz to zazna-
czone na rysunku 31. Podobnie dla punk-
tu B, gdy napięcie na kolektorze wynosi
9V (prąd kolektora 1mA), napięcie na ba-
zie dla prądu bazy 10uA musi wynosić
około 540mV. Analogicznie można zazna-
czyć następne punkty.
Przy okazji: często spotkasz się
określeniem punkt pracy. Rysunki 29
i 31 pomogą ci zrozumieć, co to jest.
Punkt pracy tranzystora to napięcia i prą-
dy, jakie występują w układzie w danej
chwili. Na naszych rysunkach są to
rzeczywiście punkty. Można na przykład
powiedzieć, że przy zwiększaniu napię-
cia na bazie, punkt pracy tranzystora
przesuwa się od punktu A do punktu F.
Jest to tak zwany liniowy zakres pracy.
Punkt A, gdy tranzystor zaczyna przewo-
dzić prąd, nazywa się często punktem
lub progiem odcięcia. Powiemy też, że
punkty H oraz I leżą poniżej punktu od-
cięcia. Natomiast punkt G oznacza pracę
w zakresie nasycenia.
Uzyskana charakterystyka z rysunku
31 może każdego przerazić. Wprawdzie
wzmocnienie czyli stosunek napięcia
wyjściowego do wejściowego (repre-
zentowane na rysunku 31 przez nachyle-
nie linii między punktami A i F) jest bar-
dzo duże i to cieszy, ale zależność napię-
cia kolektora od napięcia na bazie wcale
nie jest liniowa! Po drugie, zmiany napię-
cia kolektora występują tylko w wąskim
zakresie napięć na bazie w granicach
0,5...0,6V.
Zastanów się, jaki będzie przebieg
napięcia na kolektorze, gdy podasz na
bazę napięcie zmienne. Dwa przykłady
możesz zobaczyć na rysunku 32 . Jak
widzisz, tranzystor ma duże wzmocnie-
nie, ale żeby tranzystor wzmacniał prze-
biegi zmienne, musisz na wejście po-
dać mały sygnał, nałożony na pewne na-
pięcie stałe, inaczej mówiąc musisz pre-
cyzyjnie ,,trafić" na liniowy zakres na-
pięć na bazie.

Krótko
mówiąc,
jeśli tranzystor ma pra-
cować jako wzmac-
niacz napięć zmien-
nych, należy wejścio-
wy przebieg zmienny
nałożyć na stałe napię-
cie polaryzacji. A na-
wet jeśli trafisz, to
wskutek nieliniowości
charakterystyki prze-
bieg wyjściowy bę-
dzie zniekształcony.
Niewesoła sytuacja!
W każdym razie
jeśli tranzystor ma wzmacniać przebiegi
zmienne, konieczne jest dodanie obwo-
du polaryzacji bazy (napięciem i prądem
stałym).
Rysunek 33 pokazuje dwa z możli-
wych rozwiązań obwodu polaryzacji -
schematy często spotykane w podręczni-
kach. Uważaj - są to bardzo złe rozwiąza-
nia i rysunek 33 spokojnie możesz prze-
kreślić czerwonym flamastrem, żeby
przypadkiem nie przyszło ci do głowy pró-
bować wykorzystać w praktyce któregoś
z tych potworków.
Dlaczego są to złe rozwiązania? I dla-
czego tak często spotyka się je w ama-
torskiej literaturze i podręcznikach?
Odpowiem ci tylko na pierwsze pyta-
nie. Właściwie odpowiesz sobie sam.
Żeby na wyjściu, czyli na kolektorze
tranzystora z rysunku 33 (oraz 26), który
ma wzmocnienie prądowe równe 100,
uzyskać napięcie równe połowie napięcia
zasilania, czyli ustawić spoczynkowy
punkt pracy w środku zakresu pracy
(w przybliżeniu) liniowej, prąd bazy musi
wynosić 50uA. Rezystancję rezystora R2
w obwodzie bazy z rysunku 33a można
obliczyć
R2 = (10V - 0,6V) / 50uA = 0.188MOhm =
188kOhm
lub zastosować potencjometr pozwalają-
cy ustawić potrzebne napięcie kolektora
w warunkach naturalnych.
Ale co wtedy, gdy zmieni się napięcie
zasilające (np. wyczerpywanie się bate-
rii)? A gdyby tranzystor się zepsuł i zaszła
konieczność wymiany go na egzemplarz
o innym wzmocnieniu? Policz napięcie
kolektora, gdyby tranzystor miał wzmoc-
nienie nie 100 tylko 250.
Już z tego widzisz, że nie jest to roz-
wiązanie zbyt praktyczne.
Podobnie jest z układem z rysunku
33b. Załóżmy, że napięcie zasilające jest
stabilizowane. Nie wnikając w szczegó-
ły, można dobrać stosunek rezystorów
dzielnika, by stałe napięcie polaryzacji
na bazie było odpowiednie dla uzyska-
nia na kolektorze połowy napięcia zasi-
lającego.
c.d. na str. 79

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 4/98

Pierwsze kroki

W porządku! A co wtedy, gdy złącze
tranzystora się podgrzeje? Przypomnij so-
bie wiadomości z poprzedniego odcinka.
Przy tym samym napięciu na bazie
wzrośnie prąd kolektora i spadnie napię-
cie kolektora.
Przy omawianiu rysunku 14b nie wzię-
liśmy pod uwagę szczegółów rozpływu
prądu - część prądu płynącego przez re-

zystor R2 będzie płynąć do bazy, a nie
przez rezystor R3. Czy potrafiłbyś dobrać
rezystory dzielnika uwzględniając ten
fakt?
Poważną wadą obu układów z rysunku
33 jest również duża nieliniowość. bo
charakterystyka przejścowa jest taka jak
na rysunkach 32 i 33. Duża wartość
wzmocnienia też niekoniecznie jest zale-

Rys. 32.

Jak widzisz rozwiązania z rysun-
ku 33? nie są dobre. W stanie spoczynku
punkt pracy zależy od temperatury
i wzmocnienia prądowego ? użytego eg-
zemplarza tranzystora. To są wady wyklu-
czające praktyczną przydatność takich
schematów.
Dobrze zaprojektowany układ wzmac-
niający z tranzystorem przede wszystkim
powinien mieć stabilne parametry, nieza-
leżnie od wzmocnienia prądowego tego
tranzystora. Powinien być liniowy, czyli
nie zniekształcać wzmacnianego sygnału.
I wcale nie musi mieć bardzo dużego
wzmocnienia, a współczynnik wzmocnie-
nia napięciowego powinien być niezależ-
ny od wzmocnienia prądowego i powi-
nien dać się regulować. I wszystko to
chcemy osiągnąć stosując nasz kapryśny
tranzystor o nieliniowej charakterystyce.
Jak się okazuje, można to zrobić w bar-
dzo prosty sposób. Opowiem ci o tym
w najbliższej przyszłości.
Ciąg dalszy w kolejnym numerze
EdW.
Piotr Górecki

tą.

Rys. 33.

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 4/98

77


Tranzystory dla początkujących (zxpro).rar > Tranzystory, cz1.pdf

Pierwsze kroki

Tranzystory
dla początkujących
W najbliższych numerach EdW przed-
stawię ci cykl artykułów dotyczący tran-
zystorów.
Wszyscy stosujemy te elementy, ale
ty chciałbyś bliżej zapoznać się z tranzys-
torami i dokładnie poznać ich tajemnice.
Słusznie!
Zaczniemy od podstaw. Oczywiście
najpierw weźmiemy na warsztat tranzys-
tor bipolarny, czyli tak zwany ,,zwykły"
tranzystor.
Wiesz, że są tranzystory NPN oraz
PNP (inni piszą n-p-n i p-n-p). Te literki
wzięły się z typu półprzewodnika - mamy
mianowicie półprzewodnik typu p i pół-
przewodnik typu n. Ty jednak wcale nie
musisz wiedzieć, o co w tym wszystkim
chodzi. Uważam, że nie jest ci potrzebna
wiedza o dziurach, elektronach, pas-
mach, itp., dlatego spróbuję pokazać tran-
zystor od zupełnie nietypowej strony.
Takimi wynalazkami, jak wszelkiej
maści tranzystory polowe (MOSFET,
JFET zajmiemy się później.
Na początek zadam ci pytanie, tylko na
pozór proste: jak wyobrażasz sobie działa-
nie tranzystora? Czy potrafiłbyś jasno wy-
tłumaczyć komuś, jak działa tranzystor?
Zastanów się nad tym teraz przez
chwilę, potem ja poprowadzę cię swoim
tokiem rozumowania i na koniec skon-
frontujesz dotychczasowe wyobrażenia
z nowymi.

32

Choć temat nie jest specjalnie trudny,
kilka spraw wymaga gruntownego wyjaś-
nienia. Dlatego zanim w następnym od-
cinku wyjaśnię ci działanie tranzystora,
wcześniej wspólnie zastanowimy się nad
pewnymi utartymi wyobrażeniami zwią-
zanymi z prawem Ohma, pomówimy
o źródłach napięciowych i prądowych,
oraz przypomnimy sobie zasadę działania
gaźnika samochodowego.

Wyobrażenia
Na podstawie codziennego doświad-
czenia trudno sobie wyobrazić przepływ
prądu bez obecności napięcia. Zazwyczaj
napięcie wyobrażamy sobie jako siłę
sprawczą, wręcz przyczynę przepływu prą-
du. Nie ma napięcia - to nie ma i przepły-
wu prądu. Coś podobnego jak z wodą: nie
ma ciśnienia - nie ma i przepływu wody.
Taki pogląd, że napięcie jest przyczyną,
a przepływ prądu skutkiem, jest głęboko

zakorzeniony w świadomości większości,
jeśli nie wszystkich początkujących elekt-
roników. Czy i ty tak uważasz?
Jeśli tak, to już masz kłopot! Takie
uproszczone wyobrażenie o napięciu, ja-
ko sile sprawczej przepływu prądu, utrud-
niłoby między innymi zrozumienie działa-
nia tranzystora.
Właśnie dlatego musimy drobiazgowo
przewałkować teraz ten temat.
Czy zgodzisz się ze stwierdzeniem, że
napięcie jawi się nam dwojako:
1 - jako napięcie ,,samo w sobie", po-
chodzące z jakiegoś źródła napięcia.
2 - napięcie jako wynik przepływu prą-
du przez opór.
Ale to drugie sformułowanie może bu-
dzić sprzeciw. Czy prąd może być przy-
czyną, napięcie - skutkiem? Czy prąd mo-
że przepływać przez opór bez obecności
napięcia?
Oczywiście napięcie i prąd są ze sobą
nieodłącznie związane. Jeśli weźmiemy ja-
kiś opór (czyli rezystancję R), to jeśli wystę-
puje na nim napięcie, musi też płynąć prąd
o wartości wynikającej z prawa Ohma (I
= U/R). Jeśli z kolei przez ten opór płynie
prąd, to musi na nim występować napięcie,
czy mówiąc inaczej spadek napięcia, okreś-
lony tym samym prawem Ohma (U = I×R).
W czym więc problem?
W zasadzie problemu nie ma, chodzi
tylko o twoje wyobrażenia. Jeśli bez za-

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 1/98

Pierwsze kroki
strzeżeń zgadzasz się ze sformułowa-
niem, że napięcie (czy spadek napięcia)
może być rozumiane jako skutek przepły-
wu prądu, to możesz spokojnie ominąć
resztę materiału w tym śródtytule.
Jeśli do tej pory wyobrażałeś sobie, że
zawsze przyczyną jest napięcie, a prze-
pływ prądu - skutkiem, czytaj wszystko.
Najpierw pytania: Czym jest spadek
napięcia? Czy spadek napięcia i napięcie
to to samo?
Potoczne określenie spadku napięcia
może wprowadzić w błąd.
Na przykład weźmy baterię płaską
o napięciu 4,5V. Po dołączeniu żarówki,
napięcie zmniejszy się, czyli ktoś powie,
że wystąpił spadek napięcia z 4,5V do,
powiedzmy, 3,5V. Czasem napięcie
w sieci energetycznej spada poniżej no-
minalnego i mówi się, że występuje spa-
dek napięcia.
Ale takie potoczne określenia spadku
jako obniżenia wartości napięcia są
czymś innym, niż pojęcie spadku napię-
cia, jakim na co dzień posługujemy się
w elektronice.
Przyjrzymy się temu bliżej.
Jeśli czytałeś moje listy w EdW 12/96
do EdW 4/97 to znasz hydrauliczną analo-
gię obwodu elektrycznego. Jeśli dopiero
zaczynasz, i temat jest ci obcy, przypo-
mnę tylko to, co najważniejsze.
Prąd elektryczny to przepływ konkret-
nych nośników (elektronów). Z przepły-
wem prądu jest podobnie jak z przepły-
wem wody. Tam płyną elektrony, tu -
cząstki wody. Napięcie elektryczne jest
odpowiednikiem ciśnienia wody. Ale to
samo ciśnienie to jeszcze nie przepływ.
Ciśnienie wody wodociągowej może być
bardzo duże, ale jeśli wszystkie krany są
pozamykane, to przepływu wody nie ma.
Ciśnienie jest więc czynnikiem wymusza-
jącym przepływ wody, jednak samo ciś-
nienie to jeszcze nie wszystko - potrzeb-
na jest jakaś droga dla wody.
W przypadku otwartego kranu wodo-
ciągowego sprawa jest prosta - czym
większy prześwit, czyli przekrój, przez
który może płynąć woda, tym więcej wo-
dy przepływa. Możemy powiedzieć, że

kran stawia przepływowi wody pewien
większy albo mniejszy opór.
Ilość przepływającej wody zależy nie
tylko od przekroju kranu, ale także od ciś-
nienia - czym wyższe ciśnienie, tym
większy przepływ wody (przy takim sa-
mym przekroju). Ilość przepływającej
wody zależy więc i od ciśnienia i od opor-
ności kranu. Nie masz chyba wątpliwoś-
ci, że ilość przepływającej wody zależy
od występującego ciśnienia? Większe
ciśnienie - więcej wody. Dokładnie tak
samo jest w obwodzie elektrycznym: na-
tężenie prądu (oznaczane literką I) zależy
od napięcia (oznaczanego U) i oporności
(ściślej rezystancji, oznaczanej zwykle li-
terką R). Czym większe napięcie, tym
większe natężenie prądu (przy takim sa-
mym oporze).
To jest oczywiście prawo Ohma (czy-
taj: oma)! Tak jest. Matematycznie wy-
raża to najważniejszy wzór elektro-
(tech)niki:

I=

U
R

Czyli twoje na wierzchu - wygląda na
to, że zawsze przyczyną przepływu wody
(prądu) jest ciśnienie (napięcie), a nie od-
wrotnie!
Niekoniecznie! Zaraz ci to wyjaśnię.
Rysunek 1 pokazuje ogromny zbiornik
wody o głębokości oznaczonej literką h.
Nie masz chyba wątpliwości, że na dnie
tego zbiornika ciśnienie wody zależy od
tej głębokości, czyli inaczej wysokości
słupa wody. Jeśli na wysokości dna zain-
stalujemy manometr, to pokaże on war-
tość tego ciśnienia. Na rysunku 1 jest
o manometr A. Zamontujemy też długą
poziomą rurkę na wysokości dna. Na jej
drugim końcu instalujemy drugi mano-
metr B i zawór (kran).
Zawór jest zamknięty.
Czy manometry A i B wskażą to samo
ciśnienie?
Tak!
Jesteś pewny?
Niewątpliwie wskazania powinny być
równe, o ile tylko rura jest pozioma i ma-
nometry zainstalowane są na tej samej
wysokości.

Teraz odkręcamy trochę zawór na koń-
cu rury. Zaczyna płynąć woda
Czy coś się zmieni?
Manometr A dalej pokazuje to samo
ciśnienie, natomiast manometr B wska-
zuje teraz nieco mniejsze ciśnienie.
Odkręcamy bardziej kran - płynie wię-
cej wody i wskazanie manometru B jest
jeszcze mniejsze.
Rozważmy skrajny przypadek.
Otwieramy całkowicie kran (przypuść-
my, że jest to nowoczesny zawór kulowy,
i istnieje taka możliwość). Teraz zawór
nie hamuje już wypływu wody. Woda pły-
nie z naszej rurki silnym strumieniem.
Przypuśćmy, że zbiornik jest ogromny
i wypływ takiej ilości wody nie ma wpły-
wu na jej poziom - przyjmujemy, że po-
ziom wody h oraz ciśnienie na dnie zbior-
nika (manometr A) cały czas pozostają ta-
kie same.
Jaką wartość ciśnienia wskaże teraz
manometr B?
Rusz głową!
Na pewno manometr A pokazuje cały
czas takie samo ciśnienie. Jest to ciśnie-
nie wywierane przez słup wody o wyso-
kości h. Podczas przepływu na całej dług-
ości rurki wody występują opory...
A więc manometr B pokaże wartość
bliską zeru!
Nie zgadzasz się?
Weź pod uwagę, że woda płynie przez
długą i stosunkowo cienką rurkę. Napoty-
ka przy tym na opór.
Po całkowitym otwarciu kranu, wypływo-
wi wody przeciwstawia się tylko opór rurki.
Przy danym stałym ciśnieniu (w punk-
cie A), wypływ wody jest odwrotnie pro-
porcjonalny do oporu stawianego przez
rurkę. To już wiesz - to przecież kolejna
ilustracja prawa Ohma. Dla obwodu elek-
trycznego.
Nieprzypadkowo na rysunku 1 umieś-
ciłem manometr C. Nie jest on podłączo-
ny do rurki, a więc cały czas pokazuje
wartość zero. Przy całkowitym otwarciu
zaworu, manometr B, który jest umiesz-
czony blisko wylotu rurki też będzie poka-
zywał ciśnienie bliskie zeru (pokazywałby
dokładnie zero, jeśli umieszczony byłby
dokładnie na wylocie rurki).

Rys. 1

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 1/98

33

Pierwsze kroki
Zauważ: przy całkowitym otwarciu za-
woru w punkcie A występuje jakieś stałe
ciśnienie, w punkcie C ciśnienie na pew-
no jest równe zeru, w punkcie B - bardzo
bliskie zeru. Gdy kran był zakręcony i nie
występował przepływ wody (prądu), ma-
nometry A i B pokazywały takie samo ciś-
nienie. Później, gdy odkręcaliśmy stop-
niowo kran, przepływ wody wzrastał
i proporcjonalnie do wielkości tego prze-
pływu, wskazanie manometru B malało.
Możemy po prostu powiedzieć, że mię-
dzy punktami A i B pojawiło się ciśnienie
(bo różnica ciśnień to przecież ciśnienie)!
Pamiętaj, że właściwości rurki nie
zmieniały się podczas doświadczenia -
wspomniany opór rurki występował
przez cały czas. Nie dawał on jednak o so-
bie znać, gdy nie było przepływu wody.
Dał o sobie znać, gdy pojawił się prze-
pływ - zauważyliśmy różnicę ciśnień mię-
dzy końcami naszej rurki. Zauważ, że ciś-
nienie między punktami A i B zależało od
przepływu wody.
Czy zgodzisz się z wnioskiem, że przy-
czyną wystąpienia ciśnienia (różnicy ciś-
nień), był przepływ wody?
No, nareszcie w ten sposób widzisz
przyczynę i skutek: przyczyną jest prze-
pływ wody, a skutkiem - spadek ciśnie-
nia między punktami A i B.
Dokładnie tak samo jest w obwodzie
elektrycznym - przeanalizuj rysunek 2.
Woltomierz VA cały czas pokazuje takie
samo napięcie zasilające. Gdy przełącznik
S jest rozwarty, to przez rezystancję R1
na pewno nie płynie prąd. Oczywiście
woltomierz VB ma wtedy wskazanie ta-
kie samo jak woltomierz VA, a wolto-
mierz VD na pewno wskazuje zero.
Gdy zewrzemy wyłącznik S, to przez
rezystor R1 popłynie prąd i wystąpi na
nim spadek napięcia o wartości (kłania
się prawo Ohma):
U = I×R1
Woltomierz VD pokaże wartość tego
napięcia.

34

Rys. 2.

Jednocześnie wskazanie woltomierza
VB obniży się.
Gdy zewrzemy styki przełącznika
S i będziemy zmniejszać rezystancję po-
tencjometru Rx, wtedy napięcie w punk-
cie B (VB) będzie maleć, natomiast napię-
cie na rezystorze R1 (VD) - rosnąć. Oczy-
wiście zawsze suma napięć wskazywa-
nych przez woltomierze VD + VB będzie
równa napięciu wskazywanemu przez
VA (to jednak nie jest w tej chwili istotne).
Przy zmniejszeniu wartości potencjo-
metru do zera (czyli przy zwarciu go), na
rezystorze R1 wystąpi pełne napięcie:
woltomierz VB wskaże zero, a wskazania
mierników VA VD będą równe.
Jaki z tego wniosek?
Wniosków można wysnuć kilka, ale ja
chciałbym, żebyś przyzwyczaił się także
do rozumienia spadku napięcia jako wyni-
ku przepływu prądu przez opór.
Może powiesz, że to zależy od punktu
widzenia. Masz rację, bo napięcie i prąd
są ze sobą wzajemnie nierozłącznie zwią-
zane (prawem Ohma), ale chodzi o to, być
nie wyobrażał sobie, że zawsze przyczyną
jest napięcie, a skutkiem - prąd. Jak wi-
dzisz, możemy to rozumieć odwrotnie
i takie rozumienie bardzo przyda się nam
przy analizie działania tranzystora.
Czy już utrwaliłeś sobie takie rozumie-
nie napięcia?
Bardzo dobrze!
Teraz jeszcze jedna drobna sprawa.
Czy we wcześniejszym przykładzie
z wodą nie patrzyłeś podejrzliwie na utoż-
samienie ciśnienia ze spadkiem ciśnie-
nia? Czy to na pewno jest to samo?
Tak! TO JEST DOKŁADNIE TO SAMO!
Przecież tak naprawdę, to ciśnienie rów-
ne zeru panuje tylko w doskonałej próżni.
My mamy do czynienia z ciśnieniem at-
mosferycznym. Jest ono wszechobecne
w naszym życiu i często właśnie ciśnie-
nie atmosferyczne traktujemy jako ciśnie-
nie odniesienia, ciśnienie zerowe. Nie

wierzysz? A jak myślisz, jakie ciśnienie
mierzysz u lekarza? Jest to nic innego,
tylko różnica ciśnienia twojej krwi i ciś-
nienia atmosferycznego. (Podobnie ma-
nometry z rysunku 1 pokazują podobną
różnicę, a manometr C wskazuje zero).
A więc w wielu przypadkach można jed-
nakowo traktować różnicę ciśnień i ciś-
nienie.
Podobnie jest z napięciem.
Nawet według definicji napięcie to
różnica potencjałów.
W praktyce prawie zawsze przyjmuje-
my jakiś punkt odniesienia (ziemię czyli
grunt, jeden z biegunów baterii zasilają-
cej, albo metalową konstrukcję urządze-
nia elektronicznego), zakładając, że napię-
cie (ściślej - potencjał) wynosi tam zero
i potem wszystkie napięcia mierzymy
w stosunku do tego punktu. Punkt taki
nazywamy masą.
Jeśli potem mówimy o napięciu w da-
nym punkcie układu, to zmierzyliśmy na-
pięcie między masą a tym punktem.
A czasami mierzymy napięcie nie
w stosunku do masy, tylko na zaciskach
jakiegoś elementu, na przykład na koń-
cówkach rezystora (czyli opornika). Mó-
wimy przy tym, że mierzymy spadek na-
pięcia na tym oporniku, albo krócej napię-
cie na oporniku.
Na rysunku 2 woltomierz VB pokazu-
je napięcie w punkcie B, natomiast wol-
tomierz VD pokazuje napięcie na rezys-
torze R.
Może to, co teraz tłumaczę, jest dla
ciebie oczywiste, ale wierz mi, że nie jest
oczywiste dla dużej grupy początkują-
cych elektroników.
Domyślasz się zapewne, że rolę wy-
łącznika S i potencjometru Rx z rysun-
ku 2 będzie pełnić nasz tranzystor. Prawie
masz rację, jednak przedstawienie tran-
zystora jako sterowanej rezystancji daje
więcej szkody niż pożytku, dlatego rysu -
nek 3 jest przekreślony, a my koniecz-
nie musimy poszukać lepszego modelu.

Rys. 3.

Żeby zrozumieć działanie tranzystora mu-
sisz koniecznie zrozumieć pojęcie źródła
prądowego.
Zajmiemy się tym za miesiąc.
Piotr Górecki

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 1/98


Tranzystory dla początkujących (zxpro).rar > Tranzystory, cz15.pdf

Pierwsze kroki

Tranzystory
dla początkujących

część

15

Układ ze wspólnym emiterem
Przed miesiącem podałem Ci minimum wiedzy na temat wzmacniacza ze wspólnym emiterem (OE), niezbędne każdemu
elektronikowi. Doszliśmy do dwóch ważnych wniosków:
1. Zwiększanie wzmocnienia następuje kosztem zmniejszania rezystancji wejściowej
2. Rezystancja wyjściowa jest równa rezystancji RC umieszczonej w obwodzie kolektora.
Obiecałem, że wspólnie zaprojektujemy dwa wzmacniacze OE i że podam kilka dalszych ciekawych informacji. Jeśli jesteś zu-
pełnym nowicjuszem, znaczna część wiadomości podanych w niniejszym odcinku nie jest Ci niezbędna, dlatego nie przerażaj się,
jeśli czegoś nie zrozumiesz. Zawsze możesz do tego wrócić za jakiś czas.

Tylko dla ciekawskich
Być może w poprzednim odcinku zo-
stałeś zaskoczony wnioskiem, że w ukła-
dzie OE wzmocnienie napięciowe nie jest
wyznaczone wartością wzmocnienia prą-
dowego tranzystora, tylko stosunkiem
" oporności kolektorowej " do " oporności
emiterowej " .
Teraz, nie wyprowadzając zawiłych
równań, zastanowimy się nad maksymal-
ną wartością wzmocnienia w układach
z rysunków 8 i 9 (z poprzedniego numeru
EdW). Wygląda na to, że tranzystor " od
urodzenia " ma wbudowaną jakąś wewnę-
trzną rezystancję emiterową re - porów-
naj rysunek 15. O jakiej wartości?
A właśnie tu leży cała trudność. Ta
" wbudowana rezystancja " nie jest stała.
Ale uważaj - jeśli chodzi o wzmocnienie
prądowe (?), występuje bardzo duży roz-
rzut wartości wzmocnienia prądowego
między poszczególnymi egzemplarzami.
W przypadku " wewnętrznej rezystancji
emiterowej " re jest inaczej. Możemy

34

uznać, że nie ma tu żadnego rozrzutu
między egzemplarzami - wartość tej rezy-
stancji zależy od dwóch czynników:
przede wszystkim od prądu kolektora
(tym samym w jakiś sposób od prądu ba-
zy), oraz od tem-
peratury struktu-
ry. Nie musisz się
w to wgłębiać.
Podam tylko koń-
cowy wniosek. Ta
" wewnętrzna re-
zystancja emite-
rowa " re wynosi
w temperaturze
pokojowej mniej
więcej:
re = 26mV / IC
Gdy wyrazisz Rys. 15
prąd
kolektora
w miliamperach, oporność wyjdzie
w omach.
A skąd te napięcie 26mV? Związane
jest z pewnymi stałymi fizycznymi (ładun-

kiem elektronu, stałą Boltzmana) oraz
temperaturą - w książkach oznaczane jest
UT, gdzie T wskazuje zależność od tem-
peratury (bezwzględnej, wyrażonej w kel-
winach). Jeśli chcesz, to w podręczni-
kach poszukaj szczegółów.
Dla układu z rysunku 15 prąd kolektora
wynosi 6mA, więc
re = 26mV / 6mA = 4,33Ohm
a rezystancja wejściowa tranzystora
będzie ? razy większa, czyli wyniesie
100*4,33Ohm=433Ohm.
Wzmocnienie napięciowe nie może
być większe niż
Gmax = RC / re
Gmax = 1000Ohm / 4,33Ohm = 231
Przyjrzyjmy się temu bliżej. W poprze-
dnim odcinku dowiedziałeś się, że dobrze
jest stosować zewnętrzną oporność ob-
ciążenia RL (nie pokazaną na rysunku 15)
większą od rezystancji RC - porównaj
rysunki 11 i 13 w poprzednim odcinku.
No dobrze, a gdy oporność obciążenia, na
przykład oporność wejściowa następnego

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 5/99

Pierwsze kroki
stopnia będzie duża, nawet bardzo duża
(np. dzięki zastosowaniu wtórnika emite-
rowego czy tranzystora polowego), to czy
można zwiększać RC i tym samym
wzmocnienie napięciowe wzmacniacza
OE bez ograniczeń? Zwiększając RC przy
okazji korzystnie zmniejszamy pobór prą-
du i straty mocy. Nie masz chyba wątpli-
wości, że w praktyce chcielibyśmy mieć
wzmacniacz o du-
żym wzmocnieniu
i dużej rezystancji
wejściowej.
Zwiększajmy
więc, uzyskując
układ z rysunku
16.
Stop!
Zwiększanie
rezystancji RC nie
zwiększy maksy-
malnego wzmoc-
Rys. 16
nienia napięcio-
wego. Zastanów
się nad tym - jeśli zwiększasz RC, to mu-
sisz zmniejszyć stały prąd kolektora IC, by
tranzystor się nie nasycił. Jeśli zmniej-
szasz prąd IC,
wzrośnie rezystancja re
(re=26mV/60uA=433Ohm). Wygląda na to,
że stosunek RC/re pozostaje stały
(w pierwszym przybliżeniu).
A więc nie tędy droga do większego
wzmocnienia.
A może wykorzystać źródło prądowe
(mające z definicji nieskończenie wielką
rezystancję dynamiczną) umieszczając je
w miejsce RC? Zobacz rysunek 17a. Tym
razem pomysł jest świetny! Wprawdzie
rzeczywiste źródło prądowe ma jakąś re-
zystancję dynamiczną rd, ale ta rezystan-
cja dynamiczna dla przebiegów zmien-
nych będzie wynosić wiele kiloomów lub
nawet megaomów. Jednocześnie zacho-
wasz małą wartość re, bo stały prąd tego
źródła może być znaczny.
W ten chytry sposób możemy znacz-
nie zwiększyć wzmocnienie - pojedynczy
stopień może mieć wzmocnienie napię-
ciowe wynoszące nawet kilka tysięcy.
Rysunek 17c pokazuje przykład realizacji.

Sposób ze źródłem
prądowym ma jednak
specyficzną
cechę,
która często jest wadą:
zwykle chcielibyśmy
zachować
napięcie
spoczynkowe na kolek-
torze naszego tranzy-
stora zbliżone do poło-
wy napięcia zasilające-
go. Tymczasem źródło
prądowe daje prąd sta-
ły o ściśle określonej
wartości, więc nawet
niewielkie zmiany sta- Rys. 18
łego prądu kolektora spo-
wodują albo nasycenie albo odcięcie na-
szego tranzystora (to jest oczywiście ce-
cha wszystkich wzmacniaczy o wielkim
wzmocnieniu). Dlatego w praktyce obcią-
żenie kolektorowe w postaci źródła prą-
dowego nie jest stosowane w prostych
wzmacniaczach jednotranzystorowych
(takich jak na rysunku 17c). Stosowane
jest tylko w wielotranzystorowych
wzmacniaczach z zamkniętą pętlą stało-
prądowego sprzężenia zwrotnego. Nie
wiesz o co chodzi z tą " zamkniętą pętlą " ?
Nie przejmuj się, na razie wystarczy ci
wiadomość, że taki sposób jest po-
wszechnie wykorzystywany w scalonych
wzmacniaczach operacyjnych, a nie-
zmiernie rzadko w układach budowanych
z pojedynczych tranzystorów. W każdym
razie pomysł ze źródłem prądowym jest
godny uwagi. Idźmy dalej.
Jak myślisz, czy mając porządne
źródło prądowe o bardzo dużej rezystan-
cji dynamicznej, możemy uzyskać dowol-
nie duże wzmocnienie napięciowe
wzmacniacza?
Niestety nie!
Kolejny raz dają o sobie znać właści-
wości tranzystora reprezentowane przez
parametr h22. Tak samo jak rzeczywiste
źródło prądowe z rysunku 17a, tak samo
obwód kolektorowy nie jest idealnym
źródłem prądowym - jego rezystancja dy-
namiczna jest reprezentowana przez
omawiany wcześniej parametr h22. Ilu-

Rys. 17

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 5/99

struje to rysu-
nek 18a. Lepiej to widać na rysunku 18b
- możemy tak narysować, bo dla prze-
biegów zmiennych masa i plus zasilania
to przecież to samo.
Znów niedoskonałość tranzystora, re-
prezentowana przez h22 ogranicza maksy-
malne wzmocnienie, które we współcze-
snych tranzystorach nawet przy zastoso-
waniu idealnego źródła prądowego i nie-
skończenie wielkiej rezystancji obciąże-
nia RL i tak nie przekroczy kilku tysięcy.
W ogromnej większości przypadków sto-
sujemy w kolektorze nie źródła prądowe,
tylko zwykłe rezystory o wartości nie
większej niż kilka kiloomów. Taka rezy-
stancja kolektorowa jest znacznie mniej-
sza niż wartość " równoległej oporności
wewnętrznej " z rysunku 18, reprezento-
wanej przez h22, więc wpływ h22 pomija-
my. I wtedy bez znaczącego błędu może-
my powiedzieć, że rezystancja wyjścio-
wa wzmacniacza OE jest równa wartości
rezystora obciążenia RC.
Jeśli za mną nadążasz, to właśnie zna-
lazłeś odpowiedź na pytanie: jaka może
być największa teoretyczna wartość
wzmocnienia napięciowego tranzystora.
Przy założeniu, że obciążeniem kolektoro-
wym jest źródło prądowe o (pomijalnie)
wielkiej oporności dynamicznej, wzmoc-
nienie maksymalne określone jest przez
stosunek rezystancji dynamicznej obwo-
du kolektora (1/h22) i rezystancji emitero-
wej re - zobacz rysunek 18b.
Czy naprawdę do ciebie dociera, co
wynika z tych rozważań? A czy potrafił-
byś komuś wytłumaczyć, na ile maksy-
malne wzmocnienie napięciowe wzmac-
niacza tranzystorowego wyznaczone jest
wartością wzmocnienia prądowego ??
Prawdopodobnie jesteś mocno zasko-
czony! Okazało się, że wzmocnienie prą-
dowe ? i wzmocnienie napięciowe nie-
wiele mają ze sobą wspólnego! Wygląda
na to, że maksymalne wzmocnienie na-
pięciowe wzmacniacza OE może być
znacznie większe niż wzmocnienie prą-
dowe ?. Natomiast wartość wzmocnie-
nia prądowego ? będzie mieć wpływ

35

Pierwsze kroki
przede wszystkim na oporność wejścio-
wą. Czyż nie mówiłem, że ten tranzystor
to kapryśny i tajemniczy twór?
Hmm... Czy to jednak oznacza, że tran-
zystor o wzmocnieniu prądowym
równym 10 (stare tranzystory germano-
we miewały jeszcze mniejsze wzmocnie-
nie) mógłby dać wzmocnienie napięcio-
we równe na przykład 1000?
Co o tym sądzisz?
Teoretycznie tak, pod warunkiem, że
rezystancja obciążenia (kolektorowa) bę-
dzie bardzo duża (zastosujemy źródło prą-
dowe w roli obciążenia), a parametr h22
użytego tranzystora będzie miał przyzwo-
itą wartość. Małe wzmocnienie prądowe
? spowodowałoby jednak, że oporność
re, a tym samym rezystancja wejściowa
byłyby koszmarnie mała (rzędu pojedyn-
czych omów) co oznaczałoby nie tylko
znaczny prąd bazy, ale i wielkie znie-
kształcenia nieliniowe. Tak to wygląda
w teorii - wcześniej należałoby jednak za-
pytać, czy obwód kolektora tranzystora
o małym wzmocnieniu prądowym będzie
się zachowywał jak dobre źródło prądo-
we. Czy jego rezystancja dynamiczna (re-
prezentowana przez parametr h22) będzie
odpowiednio duża? Jeśli się okaże, że
kiepski tranzystor o małej wartości ? ma
jednocześnie niekorzystną wartość para-
metru h22, to właśnie wartość parametru
h22 nie pozwoli uzyskać tak dużego
wzmocnienia.
Nie musisz się w to wgłębiać, zresztą
w podanych rozważaniach troszkę upro-
ściliśmy sobie życie i pominęliśmy pew-
ne subtelności. Jak by nie było, ze wszy-
stkich rozważań i tak wynika beznadziej-
nie prosty wniosek, powtarzający się
w kolejnych odcinkach jak refren: korzy-
stnie jest stosować tranzystory o jak naj-
większym wzmocnieniu prądowym.
A teraz pytanie testowe dla sprawdze-
nia, czy wszystko dobrze rozumiesz: co
się stanie z wartością wzmocnienia na-
pięciowego po dołączeniu do naszego re-
welacyjnego wzmacniacza z rysunku 17
zewnętrznej rezystancji obciążenia RL.
Sytuację pokazuje rysunek 19. Jak my-
ślisz?
Rys. 20

36

Dopiero
co, stosując
źródło prądo-
we uzyskali-
śmy
duże
wzmocnie-
nie, radykal-
nie zwięk-
szając rezy-
stancję dy-
namiczną
w kolektorze
do kilkudzie-
Rys. 19
sięciu
czy
nawet kilkuset kiloomów. Pamiętaj jed-
nak, że rezystancja wyjściowa wzmacnia-
cza OE jest wyznaczona przez oporności
w kolektorze, które z konieczności są bar-
dzo duże. Tak jest - dołączenie małej rezy-
stancji obciążenia radykalnie zmniejszy
wzmocnienie napięciowe, z którego się
tak cieszyliśmy.
Możesz na to popatrzeć z dwóch
stron, a wniosek i tak będzie ten sam.
1. Jeśli rezystancja wyjściowa jest bar-
dzo dużą, to dołączenie niewielkiej rezy-
stancji obciążenia znacznie zredukuje sy-
gnał wyjściowy - patrz rysunek 13 oraz ry-
sunek 12b w poprzednim odcinku.
2. Dodanie zewnętrznej rezystancji ob-
ciążenia spowoduje zmniejszenie całko-
witej rezystancji kolektorowej i wzmoc-
nienia wyznaczonego przez stosunek wy-
padkowej rezystancji kolektorowej do
emiterowej - porównaj rysunek 12a i ry-
sunek 11.
Sam widzisz - nic za darmo! Zapamię-
taj więc raz na zawsze, że zewnętrzna
oporność obciążenia RL powinna być
większa, najlepiej wielokrotnie większa
od rezystancji RC. Tylko wtedy dołączenie
RL nie zmniejszy wzmocnienia w znaczą-
cym stopniu.

Dalsze zależności
Jak myślisz, czy napięcie na kolektorze
może być wyższe od napięcia zasilające-
go?
Dziwne pytanie?
Tylko na pozór.
Na rysunku 20 znaj-
dziesz
układy,
w których chwilowe

napięci na kolektorze będzie większe od
napięcia zasilającego. Tu nie ma żadnych
tajemnic - układ z przekaźnikiem już " ćwi-
czyliśmy " , a układu z obwodem rezonan-
sowym w kolektorze nie będziemy szcze-
gółowo analizować. Powinieneś po pro-
stu wiedzieć, że coś takiego się zdarza
i że w niektórych układach (stopnie
wzmacniaczy w.cz.) trzeba stosować tran-
zystory, mające dopuszczalne napięcie
UCE co najmniej dwukrotnie większe niż
napięcie zasilające, a w innych (niektóre
przetwornice impulsowe) - jeszcze wy-
ższe.
Jeśli już weszli-
śmy w temat tak
daleko, zastanów
się jeszcze nad
sprawą pojemno-
ści kondensatora
wejściowego. Ry-
sunek 21 pokazu-
je problem. Jeśli
rezystancja wej-
ściowa tranzysto-
Rys. 21
ra w układzie OE
jest mała, to aby układ przenosił także ma-
łe częstotliwości, pojemność kondensato-
ra wejściowego musi być odpowiednio
duża. Przykładowo jeśli dla układu z rysun-
ku 21 rezystancja wejściowa jest niewiel-
ka i wynosi około 250Ohm, aby wzmacniacz
przenosił częstotliwości już od 20Hz, po-
jemność CB nie może być mniejsza niż
32uF
Oczywiście skorzystałem ze znanego
wzoru
C= 1 / (2 ? f R)
który zwykle stosujemy w postaci:
C = 0,16 / (f R)
Projektując jakiekolwiek wzmacniacze
tranzystorowe zawsze musisz pamiętać
o problemie pojemności kondensatorów
sprzęgających.
I kolejna sprawa ważna w praktyce.
Który układ z rysunku 22 uznałbyś za lep-
szy?

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 5/99

Pierwsze kroki

Rys. 23

Nie widzisz istotnych różnic?
Rzeczywiście, przy takich samych war-
tościach elementów R, C i takim samym
wzmocnieniu prądowym tranzystorów,
podstawowe parametry (wzmocnienie,
oporności wejściowa i wyjściowa) będą
jednakowe. Więc?
Zdecydowanie różna jest jednak odpor-
ność na tętnienia i wszelkie inne " śmieci "
przenoszące się z obwodu zasilania. Uwa-
żaj - to są zagadnienia naprawdę bardzo
ważne w praktyce i powinieneś je dobrze
rozumieć. Napięcie zasilające nie jest nig-
dy idealnie stabilizowane. Nawet w przy-
padku zastosowania dobrego stabilizato-
ra, w obwodzie zasilania wystąpią szumy
(własne tego stabilizatora) oraz spadki na-
pięć na rezystancjach ścieżek i przewo-
dów (w takt sygnałów zmiennych). W re-
zultacie w rzeczywistym obwodzie zasila-
nia na napięcie stałe zawsze nałożony jest
jakiś niewielki przebieg zmienny (szumy
i inne śmieci). Taki przebieg niewątpliwie
możemy traktować jako jakiś sygnał
zmienny. Czy przedostanie się on z obwo-
du zasilania na wyjście?
Pamiętaj, że obwód kolektora to źródło
prądowe. Prąd kolektora praktycznie nie
zależy od napięcia na kolektorze. A co
z napięciem na kolektorze? Jeszcze nie
widzisz problemu?
Pomoże ci rysunek 23. W sumie wszy-
stko zależy od punktu odniesienia. Prze-
bieg zmienny na rezystorze RC (mierzony
w stosunku do dodatniego bieguna zasila-
nia) jest " czysty " - jest to przebieg wyzna-
czony jedynie przez prąd IC oraz rezystan-
cję RC. Jeśli dołączyłbyś oscyloskop mię-
dzy plus zasilania a wyjście, zobaczyłbyś
przebieg jak na rysunku 23a. Nic nowego

- przecież napię-
cie na rezystorze
obciążenia jest
wyznaczone tyl-
ko przez prąd ko-
lektora (IC*RC),
a nie przez napię-
cie
zasilające.
Zwróć uwagę, że
masę oscylosko-
pu podłączyłem
do plusa zasila-
nia, przez co
oscyloskop po-
kazuje napięcie
" ujemne " - ale to
drobiazg, w tej
chwili nie ważny.
Ale napięcie
zasilające
nie
jest " czyste " - za-
wiera składową
zmienną. Oscy-
loskop dołączony
miedzy
masę
a plus zasilania
pokazałby przebieg jak na rysunku
23b (dla pokazania zasady narysowałem
przebieg trójkątny, w rzeczywistości bę-
dzie to mieszanka różnych częstotliwo-
ści). Wreszcie rysunek 23c pokazuje prze-
bieg wyjściowy występujący między ma-
są a kolektorem. Składowa zmienna
napięcia zasilania dodaje się po prostu do
sygnału użytecznego i w całości przecho-
dzi na wyjście. Czy to jest jasne? Przeana-
lizuj to dokładnie - jeśli masz wątpliwości,
przeanalizuj jeszcze raz rysunki 4 i 5 w po-
przednim odcinku.
Teraz już wiesz - układ z rysunku
22a jest zdecydowanie lepszy od układu
z rysunku 22b. W tym drugim wszelkie
śmieci z obwodu zasilania przenoszą się
na bazę drugiego tranzystora i co gorsza,
są w tym drugim stopniu wzmacniane.
Potem na kolektor drugiego stopnia czyli
na wyjście, przechodzą jeszcze raz te
śmieci z zasilania. W układzie z rysunku
22a tego nie ma, bo obwód wejściowy
drugiego tranzystora " widzi " tylko czysty
sygnał z rezystora RC, a sygnałem wyj-
ściowym jest czysty sygnał z drugiego re-
zystora kolektorowego.
Właśnie nieuwzględnienie tego zjawi-
ska jest najczęstszą przyczyną kłopotów
ze zbudowaniem niskoszumnego wzmac-
niacza tranzystorowego. Może ty sam,
lub koledzy, natknęliście się już osobiście
na ten problem. Jeden z moich przyjaciół
opowiadał, że kiedyś zbudował " nisko-
szumny " przedwzmacniacz z zastosowa-
niem naprawdę porządnych tranzystorów.
Uzyskane parametry szumowe były bez-
nadziejne, gorsze niż najprostszego ukła-
du z archaiczna kostką 741. Przyczyną by-
ły właśnie szumy przedostające się z zasi-

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 5/99

lania. Już prosty przykład z rysunku 22 po-
kazuje, że skrótowe informacje o tranzy-
storach podawane w podręcznikach
szkolnych to jeszcze nie wszystko. Aby
zostać prawdziwym konstruktorem trze-
ba zdobyć sporą ilość rzetelnej wiedzy
i doświadczenia. Podany przykład nie wy-
czerpuje oczywiście problemu wzmacnia-
czy niskoszumnych. Dlatego nie zachę-
cam, by początkujący zabierali się za takie
tematy, tylko na pozór łatwe. Na margine-
sie wspomnę, że analiza projektów nad-
syłanych do Redakcji oraz części prac
nadsyłanych Szkole Konstruktorów i in-
nych pokazuje, że pewna część naszych
Czytelników ma zdecydowanie zbyt wy-
sokie mniemanie o własnych możliwo-
ściach. Nie rozumiejąc problemów takich
jak pokazany przed chwilą, bazując tylko
na
podstawowych
informacjach
z podręczników szkolnych, popełniają ele-
mentarne błędy. W rezultacie układ
wprawdzie jako tako działa, ale nie nadaje
się do publikacji, stanowiąc wręcz przy-
kład, jak nie należy robić. Właśnie z tego
powodu część prac nadsyłanych do Fo-
rum Czytelników czy działu E-2000 nie
może być opublikowana.
Tyle dygresji, a teraz dwa słowa na te-
mat projektowania wzmacniaczy OE.
Piotr Górecki

Rys. 22

37


Tranzystory dla początkujących (zxpro).rar > Tranzystory, cz5.pdf

Pierwsze kroki

część

5

Tranzystory
dla początkujących

Przed miesiącem dowiedziałeś się, jak tranzystor wzmacnia napięcie. Tematem wzmacniania sygnałów zmiennych
zajmiemy się dokładniej w przyszłości, a dziś podam ci trochę informacji na temat pracy tranzystora w roli przełączni-
ka oraz w innych oryginalnych zastosowaniach.

Tranzystor jako
przełącznik
Może wyobrażasz sobie, że tranzysto-
ry służą jedynie do wzmacniania napięć
zmiennych, na przykład przebiegów au-
dio. Tak nie jest. Tranzystory wykorzystu-
je się w różny sposób, często jako prze-
łączniki.
Tu sprawa jest prosta: Najprostszy
przełącznik to po prostu układ z rysun-
ku 34. Gdy napięcie na wejściu jest rów-
ne zeru, tranzystor nie przewodzi - jest za-
tkany, i na wyjściu (na kolektorze) wystę-
puje pełne napięcie zasilające. Po podaniu
na wejście napięcia dodatniego (zgodnie
z rysunkiem 31, większego od 0,6V) tran-
zystor otwiera się i napięcie na kolektorze
spada niemal do zera. W takim zastoso-
waniu tranzys-
tor pełni rolę
układu logicz-
nego zwane-
go
negato-
rem. Podanie
na
wejście
stanu wyso-
kiego (napię-
cia) spowodu-
je pojawienie
Rys. 34.

18

się na wyjściu stanu niskiego (brak napię-
cia), i na odwrót. Bardzo często stosujemy
tranzystor w takiej roli w układzie zawiera-
jącym scalone układy logiczne.
Jak zapewne wiesz, układy logiczne ro-
dziny CMOS w stanie spoczynku nie po-
bierają prądu ze źródła zasilania. Niestety,
negator z rysunku 34 pobiera prąd, gdy
tranzystor jest otwarty. Żeby zmniejszyć
pobór prądu można zwiększyć rezystancję
obciążenia R1. Przy napięciu 10V i rezys-
tancji R1 równej 10MOhm pobór prądu wy-
niesie tylko 1uA. Stop! Tu tkwi pułapka.
Stosując układy cyfrowe zwracamy
uwagę nie tylko na pobór prądu, ale i na
szybkość. Tymczasem zwiększając w tran-
zystorowym negatorze rezystancję R1,
możesz katastrofalnie zmniejszyć jego
szybkość, a niekiedy zupełnie uniemożli-
wić jego działanie. Nie zapomnij, że do
wyjścia takiego negatora dołączone są in-
ne obwody. Takie obwody przedstawiają
sobą jakąś pojemność (choćby pojem-
ności montażowe między ścieżkami) i ja-
kąś rezystancję - zaznaczyłem ci to na ry-
sunku 35 jako CL i RL. Nawet gdyby rezys-
tancja RL była ogromnie wielka (np. rezys-
tancja wejściowa układów cyfrowych
CMOS), to i tak przy wyłączaniu tranzys-

tora prąd do naładowania pojemności CL
popłynie przez rezystor R1. Ile czasu trze-
ba, by naładować tę pojemność? Szacun-
kowo będzie to czas t = R1 × C, czyli
t = 10MOhm * 50pF = 500us = 0,5ms
Pół milisekundy to dla układów logicz-
nych wieczność. W takiej sytuacji twój
negator mógłby pracować przy sygnałach
o częstotliwości co najwyżej 1...2kHz!
Żeby umożliwić pracę przy większych
częstotliwościach musisz koniecznie
zmniejszyć rezystancję R1, a to zwiększy
pobór prądu - nie ma wyjścia. Zauważ
jednak, że taka niesprzyjająca sytuacja
ma miejsce tylko przy wyłączaniu tranzys-
tora, gdy pojemność CL ładuje się przez
rezystor R1. Przy otwieraniu tranzystora
zmiany następują szybciej, bo przez tran-

Rys. 35.

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 5/98

Pierwsze kroki
zystor mogą płynąć większe prądy (byle-
byś tylko nie umieścił zbyt dużej rezys-
tancji R2 w obwodzie bazy). Rysunek 36
pokazuje przebieg zmian napięcia na we-
jściu i wyjściu tranzystora z rysunku 35.
Myślę, że już zrozumiałeś sprawę szyb-
kości narastania napięcia na wyjściu.
Przy okazji chciałem ci zwrócić uwagę
na zależność między napięciem bazy,
a napięciem kolektora. Jak się dowiedzia-
łeś, napięcie na bazie przewodzącego
tranzystora wynosi 0,5...0,7V. Teraz wy-
szło na jaw, że napięcie na kolektorze (w
stanie nasycenia) może mieć wartość
rzędu kilku czy kilkunastu miliwoltów,
czyli... napięcie na kolektorze może być
mniejsze niż napięcie na bazie.
To nie jest jakaś superważna sprawa,
ale już teraz mogę ci powiedzieć, że we-
jście w głębokie nasycenie co prawda mi-
nimalnie (o jakieś drobne miliwolty) zmniej-
sza napięcie kolektora, ale opóźnia potem
proces przełączania od nasycenia do stanu
zatkania. Ma to znaczenie w układach lo-
gicznych, gdzie chodzi o uzyskanie jak naj-
krótszych czasów przełączania, rzędu poje-
dynczych nanosekund (1ns = 0,000000001s).
Wyobraź sobie, że wymyślono prosty spo-
sób na zmniejszenie czasu wychodzenia
tranzystora ze stanu nasycenia. Sposób
ten jest powszechnie stosowany w rodzi-
nach bipolarnych scalonych układów lo-
gicznych cyfrowych (rodziny 74S, 74LS,
74ALS, 74FAST). Sposób ten, pokazany na
rysunku 37a polega na włączeniu diody
Schottky'ego między bazę i kolektor tran-
zystora. Jeśli jeszcze nie wiesz - dioda
Schottky'ego to taka specjalna dioda (krze-
mowa), która ma napięcie przewodzenia
rzędu 350...400mV, czyli znacznie niższe,
niż typowe diody krzemowe (500...700mV).
W stanie odcięcia napięcie na kolektorze
jest równe napięciu zasilającemu, dioda ta
jest spolaryzowana zaporowo, i nie ma
wpływu na pracę układu. Gdy pojawi się
prąd bazy, napięcie na kolektorze chce
spaść niemal do zera. Ale wtedy zaczyna
przewodzić dioda Schottky'ego i zabiera
część prądu bazy. W efekcie zmniejsza się
prąd bazy i tranzystor nie może wejść

Rys. 36.

w stan nasyce-
nia. Nie pozwa-
la mu dioda,
która przejmu-
je część prądu
bazy. Tranzys-
tor z taką do-
datkową diodą
(koniecznie
Schottky'ego)
nazywany jest
czasem tran-
zystorem Schot- Rys. 37.
tky'ego i ozna-
czany (zwłaszcza w katalogach układów
cyfrowych 74S, 74LS) jak na rysunku 37b.
Oczywiście włączenie zwykłej diody nic tu
nie pomoże.
Dlaczego ci to tak dokładnie tłumaczę?
W praktyce w swoich układach nigdy nie
będziesz włączał diody według rysunku
37a. Natomiast będziesz stosował tran-
zystory w połączeniu z rysunku 38a, gdzie
włączenie (otwarcie do stanu nasycenia)
tranzystora T1 na pewno zatka otwarty
wcześniej (dzięki rezystorowi R1) tranzys-
tor T2. Przy okazji zastanów się nad napię-
ciem na kolektorze T1. W stanie zatkania
tranzystora T1 napięcie na jego kolektorze
będzie równe... około 0,6...0,7V - napięcie
to będzie przecież napięciem bazy T2, któ-
ry będzie otwarty (nasycony). Gdy tranzys-
tor T1 zostanie otwarty (nasycony), prze-
jmie cały prąd płynący dotychczas do bazy
T2, i tranzystor T2 zostanie zatkany.
Pamiętaj, że w takim układzie, napięcie
kolektora T1 zmienia się w zakresie od ze-
ra do 0,6...0,7V, a nie od zera do pełnego
napięcia zasilającego. To niby prosta spra-
wa, ale zapomina o tym wielu początkują-
cych i potem inny obwód, współpracujący
z takim tranzystorem nie chce działać.
Co zrobić, by napięcie na kolektorze
(które będzie wykorzystywane przez inne
układy) zmieniało się w zakresie od zera do
(prawie) napięcia zasilającego? Zazwyczaj
wystarczy dodać rezystor, jak na rysunku
38b. Zauważ, że rezystory R1, R4 i złącze
baza-emiter T2 przy zatkaniu T1 tworzą
dzielnik napięcia. Jaki powinien być stosu-
nek rezystancji R1 do R4, by
uzyskać możliwie duże napięcie
na kolektorze? Oczywiście R4 po-
winien mieć możliwie dużą rezys-
tancję, ale nie za dużą, by prąd
przez niego płynący wprowadził
tranzystor T2 w stan nasycenia.
Teraz ćwiczenie. Oblicz na-
pięcia w punktach zaznaczo-
nych w układzie z rysunku 39
(punkty A i B) przy napięciach na
wejściu równych 0 oraz +10V,
zakładając, że napięcia baza-
emiter tranzystorów wynoszą
0,6V. Odpowiedź znajdziesz na
końcu artykułu. Dobrze ci radzę,

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 5/98

nie lekceważ ćwiczeń: przeprowadź obli-
czenia i dopiero wtedy sprawdź odpo-
wiedź. I raz na zawsze zapamiętaj, że na-
pięcie na kolektorze w stanie zatkania za-
leży od obwodóppw dołączonych do ko-
lektora i wcale nie musi być równe na-
pięciu zasilającemu.
Idziemy dalej.
Przy projektowaniu nietypowych ukła-
dów przełączających, być może zechcesz
zastosować sposób pokazany na rysunku
40a. Jeśli w roli diody D1 zastosujesz dio-
dę Schottky'ego, nie ma żadnego proble-
mu: w stanie zatkania tranzystora T1, na-
pięcie na jego kolektorze jest równe napię-
ciu zasilającemu, dioda jest spolaryzowana
zaporowo, nie płynie przez nią prąd i tran-
zystor T2, dzięki rezystorowi R3 jest nasy-
cony. Gdy tranzystor T1 będzie nasycony,
przejmie prąd, który wcześniej płynął do
bazy T2. Napięcie na bazie T2 będzie rów-
ne sumie napięcia nasycenia T1 (nie więk-
sze niż 100mV) i napięcia przewodzenia
diody Schottky ego (do 400mV) czyli nie
przekroczy 0,5V. Przy takim napięciu bazy
tranzystor T2 na pewno będzie zatkany.
A gdybyś zastosował zwykłą diodę, jak
na rysunku 40b? Tu sprawa nie jest pros-
ta! Napięcie przewodzenia diody i złącza
baza-emiter T2 są zbliżone. Wręcz nie
sposób obliczyć, czy ze zwykłą diodą uda
ci się zatkać tranzystor T2. Jak już wiesz,
prąd bazy i kolektora ogromnie zmienia
się przy niewielkich zmianach napięcia
bazy. Wystarczy kilka miliwoltów, by ra-
dykalnie zmienić sytuację. Omawialiśmy
to przed miesiącem.
Czy potrafisz przewidzieć stan tranzys-
tora T2? Nie. Przede wszystkim nie znasz
dokładnej wartości napięć: nasycenia
tranzystora T1, napięcia przewodzenia
diody D1 i napięcia UBE tranzystora T2.
Nawet gdybyś je zmierzył lub zbudował
układ i stwierdził, że jednak tranzystor T2
zatyka się po otwarciu T1, to czy przy
zmianach temperatury układ też będzie

Rys. 38.

19

Pierwsze kroki

Rys. 39.
działał poprawnie? Zwłaszcza wtedy, gdy
tranzystor T2 ogrzeje się pod wpływem
przepływającego przezeń prądu? Pamię-
tasz, że temperatura znacznie wpływa na
napięcie przewodzenia diody i złącza B-E.
Właśnie ze względu na słabą stabilność
parametrów nie polecam ci układu z rysun-
ku 40b, nawet gdyby po złożeniu działał po-
prawnie. Nie masz gwarancji, że przy zmia-
nach temperatury, albo po wymianie ele-
mentów nadal będzie pracował bez zarzutu.
Znów powróciliśmy do jakże ważnej
sprawy praktycznej: stabilności paramet-
rów. Choć tranzystor z natury nie jest
,,zwierzęciem" zbyt stabilnym, jednak
przy odrobinie sprytu można tę stabilność
radykalnie poprawić. To szeroki temat,
dziś nie będziemy się w to wgłębiać, na
koniec pokażę ci tylko jeden interesujący
przykład, gdzie potrafimy wyeliminować
zależność od temperatury.

Lustro prądowe
Na rysunku 41 znajdziesz schemat naj-
prostszego lustra prądowego. Na pierwszy
rzut oka układ wygląda to co najmniej dziw-
nie. Ale nie jest to żadne oszustwo - takie
układy są wykorzystywane w praktyce
znacznie częściej, niż przypuszczasz. Na
pewno polubisz ten układ i będziesz go
czasem stosował w swoich konstrukcjach.
Jak on działa? Ty decydujesz,
jaką wartość ma mieć prąd
I1. Niejako wpuszczasz ten prąd
w układ. Co się dzieje dalej?
Przyjmując, że tranzystory są
identyczne i mają wzmocnienie
równe 500, podaj wartości prą-
dów zaznaczonych na rysunku 41
znakami zapytania (IC1, IB1, IB2, I2).

Spróbuj to obliczyć zanim zaczniesz
czytać dalszą część artykułu.
I co? Zaplątałeś się? Wydaje ci się,
że cały prąd popłynie przez obwód ba-
za-emiter tranzystora T1? A może jes-
teś przerażony, że zwarłem do plusa
zasilania kolektor T2? Spokojnie!
W obwodzie baza-emiter T1 płynie
tylko mały prąd, wynoszący mniej wię-
cej 1/500 prądu I1 (dokładnie 1/500 prą-
du kolektora T1). W punkcie A występu-
je jakieś napięcie UBE w zakresie
0,5...0,7V. Dokładna wartość tego napię-
cia zupełnie nas nie interesuje, będzie się
ona zresztą zmieniać z temperaturą. Waż-
ne jest coś innego: tranzystory są identycz-
ne, i na ich bazach występuje to samo na-
pięcie. Jeśli są identyczne, to... oczywiście
prądy kolektorów też będą identyczne.
Czyli prąd I2 będzie równy prądowi IC1. Czy
prąd I2 jest równy prądowi I1?
Niezupełnie, ściśle biorąc jest mniej-
szy o ,,dwa prądy bazy", czyli mniej wię-
cej 1/250 prądu IC1. Wynosi więc około
99,6% prądu I1 (teoretycznie 99,601594%).
W praktyce te 0,4% możemy pominąć
i śmiało przyjąć, że prąd I1 jest równy prą-
dowi I2.
To właśnie jest układ lustra prądowego
- wpuszczamy jakiś prąd I1, i w drugiej ga-
łęzi płynie prąd I2 o takiej samej wartości.
Warunkiem poprawnego działania jest nie
tyle zastosowanie identycznych tranzys-
torów, co raczej zapewnienie dobrego
sprzężenia cieplnego, by oba tranzystory
miały jednakową temperaturę. Najproś-
ciej jest zrealizować je w układzie scalo-
nym, ale ty możesz po prostu umieścić
oba tranzystory blisko siebie i zacisnąć na
tej parze koszulkę termokurczliwą.
W schematach wewnętrznych ukła-
dów scalonych wzmacniaczy spotkasz
obwody jak na rysunku 42a. W praktyce
spotkasz (i wykorzystasz) układ z rysunku

Rys. 40.
41. W ramach ćwiczeń praktycznych zbu-
duj układ z rysunku 41b i zmierz prądy,
stosując różne tranzystory i podgrzewa-
jąc je suszarką do włosów. Spróbuj użyć
tranzystorów różnego typu, w tym także
tranzystorów mocy i kombinacji tranzys-
tora dużej mocy z tranzystorem małej
mocy. Przekonaj się sam, iż jeśli tranzys-
tory będą mieć tę samą temperaturę,
uzyskasz proporcjonalność obu prądów
(właśnie proporcjonalność, a nie równość
ze względu na gęstość prądu w złączach)
w szerokim zakresie zmian prądu.
Omawiany układ lustra prądowego nie
jest może najważniejszy w naszym zgłę-
bianiu tajemnic tranzystora, ale chciałem
ci pokazać między innymi, że choć tran-
zystory są dość kapryśne i nie sposób do-
kładnie określić napięcia UBE, (bo zależy
ono i od prądu bazy i od zmian tempera-
tury), to przy odrobinie sprytu można się
od tych zmian uniezależnić, a nawet je
w ciekawy sposób wykorzystać.
W przyszłym miesiącu zapoznam cię
z kolejnymi podstawowymi parametrami
tranzystora, a dopiero później omówimy
kilka praktycznych układów tranzystora
jako wzmacniacza sygnałów zmiennych.
Piotr Górecki

Odpowiedzi (do rys. 39)
1. Napięcie wejściowe równe zeru: T1 -
zatkany, T2 - nasycony. W punkcie A:
1,45V. W punkcie B: kilkadziesiąt mV
(napięcie nasycenia T2).
2. Napięcie wejściowe równe +10V: T1 -
nasycony, T2 - zatkany. W punkcie A:
kilkadziesiąt mV (napięcie nasycenia
T1). W punkcie B: 3,197V.

Rys. 41.

20

Rys. 42.

ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 5/98