Miłej lektury. Tranzystor jako przełącznik szukaj w piątej części.
Pierwsze kroki
część
2
Tranzystory
dla początkujących
Przed miesiącem przygotowaliśmy so−
lidny grunt pod zrozumienie działania
tranzystora. Dziś poznasz kilka ważnych
zagadnień i wreszcie wykrzykniesz:
„Tranzystor? Ależ to takie proste!”. Za−
nim to nastąpi, musisz koniecznie zrozu−
mieć pojęcie źródła prądowego.
Źródło prądowe
W dotychczasowych rozważaniach
chciałem ci utrwalić wyobrażenie, że na−
pięcie możemy rozumieć jako wynik prze−
pływu prądu przez opór, a nie tylko prąd
jako wynik działania napięcia.
Nieprzypadkowo we wstępie do po−
przedniego artykułu zasygnalizowałem ci
pojęcie źródła prądowego. Już samo sło−
wo „źródło” coś sugeruje. Źródło to czyn−
nik pierwotny, sprawczy, dający jakieś
skutki...
Czy już chwyciłeś o co chodzi?
Do tej pory znałeś tylko źródło napię−
ciowe.
Najpierw rozszerz więc swoje hory−
zonty analizując podobieństwa i różnice
źródła napięciowego i źródła prądowego.
Na początek małe i łatwe pytanko:
czy w sklepie można kupić źródło napię−
ciowe?
Gdy zapytasz o coś takiego, to sprze−
dawca popatrzy na ciebie dziwnym wzro−
kiem i zapyta, czy chodzi ci o jakieś bate−
rie. Rzeczywiście. Bateria, akumulator,
czy zasilacz, to różne odmiany źródeł na−
pięciowych tyle, że nie są to źródła dos−
konałe.
W każdym razie określenie źródło na−
pięciowe wskazuje na coś, co samo
w sobie jest źródłem napięcia.
Rzeczywiście, każda bateria, akumula−
tor czy zasilacz ma jakieś napięcie nomi−
nalne. A prąd? Prąd nas mniej obchodzi –
o wartości prądu zadecyduje przecież
wielkość dołączanego potem obciążenia.
Źródło napięciowe już znasz, ale teraz
masz przyswoić sobie pojęcie źródła prą−
dowego.
Na rysunku 4 znajdziesz często uży−
wany symbol źródła prądowego. W lite−
raturze spotyka się różne symbole źródła
prądowego. My będziemy się posługi−
wać tym z rysunku 4. Bardzo często na
schematach strzałką oznacza się kieru−
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 2/98
Rys. 4. Symbol graficzny
źródła prądowego
nek przepływu prądu (cały czas rozma−
wiamy o obwodach prądu stałego, a nie
zmiennego).
Teraz może zbuntujesz się i powiesz,
że w żadnym sklepie nie można kupić
elementu zwanego źródłem prądowym.
Można kupić baterie, rezystory, konden−
satory, tranzystory, układy scalone, ale
nie źródło prądowe. A jak nie ma w skle−
pach, to po co to całe gadanie?
Rzeczywiście, źródło prądowe jest
tworem cokolwiek egzotycznym, ale nie
masz racji. Bądź cierpliwy.
Mój kochany, jeśli naprawdę chcesz
rozumieć elektronikę, to od początku mu−
sisz się przyzwyczaić do tego, że w elek−
tronice często stosujemy pewne uprosz−
czenia i wyobrażamy sobie pewne dosko−
nałe modele. Właśnie takim modelem
jest doskonałe źródło napięciowe. W tym
przypadku chyba nie masz zastrzeżeń
i problemów ze zrozumieniem. Na rysun−
ku 5 znajdziesz dwie wersje tego samego
schematu: doskonałe źródło napięciowe
współpracuje z rezystorem.
Dlaczego na rysunkach 5a i 5b od−
miennie zaznaczono źródło napięcia?
Symbol źródła z rysunku 5a stosujemy
do teoretycznych rozważań – tak oznacz−
my doskonałe źródło napięciowe, model
nie występujący nigdzie w rzeczywistoś−
ci. Natomiast symbol źródła napięcia z ry−
sunku 5b powszechnie stosujemy do
23
Pierwsze kroki
Rys. 5. Obwody ze źródłem
napięciowym
oznaczania rzeczywistych źródeł napię−
cia, takich jak bateria, akumulator czy na−
wet zasilacz.
Być może jeszcze nie chwytasz jaka
jest różnica między doskonałym i niedo−
skonałym źródłem napięcia.
To proste!
Doskonałe źródło napięciowe to taki
hipotetyczny element, który jest źródłem
napięcia o określonej wartości. Napięcie
to jest ustalone i ani trochę nie zależy od
prądu, jaki pobierany jest ze źródła. War−
tość prądu płynącego przez rezystor jest
określona wzorem
I=
U
R
Uważaj teraz: takie doskonałe źródło
napięcia teoretycznie może dostarczać
prądu o natężeniu od zera do wartości
nieskończenie wielkiej, a napięcie za−
wsze pozostawać takie same.
Jeszcze raz powtarzam: oczywiście
nikt nigdy nie widział doskonałego źródła
napięciowego, a mimo to pojęcie takie
często stosujemy w rozważaniach i obli−
czeniach teoretycznych.
A czym różni się niedoskonałe, czyli
rzeczywiste źródło napięcia?
Wiesz z doświadczenia, że z baterii nie
można pobierać nieskończenie dużego
prądu. Już dołączenie żarówki do małej
baterii powoduje zmniejszenie napięcia
na jej zaciskach. Jak to zjawisko uwzględ−
nić przy teoretycznych obliczeniach? Czy
próbować jakoś zapisać, że napięcie wy−
jściowe baterii (niedoskonałego źródła)
jest zależne od pobieranego prądu?
Można coś takiego wymyślić, ale dużo
prostsze i łatwiejsze do intuicyjnego poję−
cia jest wyobrażenie sobie, że niedoskona−
łe źródło napięcia w rzeczywistości składa
się z doskonałego źródła napięciowego
i szeregowej rezystancji wewnętrznej Rw.
Pokazano to na rysunku 6. Napięcie
w elektronice oznacza się zwykle literą U,
jednak w przypadku doskonałego źródła
napięcia stosuje się literkę E. Zapewne już
słyszałeś o czymś takim jak siła elektromo−
toryczna, w skrócie SEM. Owa siła elek−
tromotoryczna to napięcie doskonałego
źródła napięciowego. Natomiast napięcie
rzeczywistej baterii jest równe sile elektro−
motorycznej tylko przy zerowym poborze
24
prądu. Przy zwiększaniu prądu zwiększa
się spadek napięcia na rezystancji Rw
i tym samym użyteczne napięcie baterii
zmniejsza się. Nie masz chyba wątpliwoś−
ci, że rezystancja wewnętrzna Rw malut−
kiej 12−woltowej bateryjki jest dużo, dużo
większa, niż 12−woltowego akumulatora
samochodowego.
Zauważ jeszcze, że wartość Rw wy−
znacza pewien maksymalny prąd, który
można pobrać z niedoskonałego źródła.
Ten maksymalny prąd płynący przy zwar−
ciu zacisków źródła (czyli przy zerowym
napięciu użytecznym) ma wartość Imax
= E / Rw. Większego prądu z rzeczywis−
tego źródła napięcia pobrać się po prostu
nie da! Zapamiętaj ten wniosek, bo bę−
dzie ci jeszcze potrzebny.
W praktyce, ze względów ekonomicz−
nych, prąd pobierany z rzeczywistego
źródła powinien być mniejszy niż połowa
tego prądu maksymalnego Imax..
Teraz przechodzimy do źródła prądo −
wego.
Jeśli już teraz potrafisz wyobrazić so−
bie element elektroniczny, który sam
w sobie byłby źródłem prądu o stałym na−
tężeniu, to właśnie masz przed sobą (ide−
alne czyli doskonałe) źródło prądowe.
Oczywiście podobnie jak doskonałe
źródło napięciowe, tak i doskonałe źródło
prądowe jest modelem... nieistniejącego
urządzenia. Choć nie ma doskonałych
źródeł prądowych, niektóre elementy
oraz układy elektroniczne w pewnych
warunkach zachowują się jak niedosko−
nałe źródła prądowe. Dlaczego niedosko−
nałe? To już oddzielny problem, którym
zajmiemy się troszkę później.
Na rysunku 7 znajdziesz schemat ob−
wodu zawierającego źródło prądowe
współpracujące z rezystorem.
Co możesz powiedzieć o napięciu
źródła prądowego?
Najpierw pomyśl samodzielnie...
Wróć do modelu hydraulicznego – nie
masz chyba wątpliwości, że hydraulicz−
nym odpowiednikiem źródła prądowego
byłaby to pompka o stałej wydajności.
Uważaj teraz, bo z nadmiaru emocji
możesz spaść z krzesła:
podobnie jak w przypadku idealnego
źródła napięciowego (gdzie prąd zależny
był od dołączonego z zewnątrz obciążenia
i mógł wynosić od zera do nieskończo−
ności), analogicznie w idealnym źródle
prądowym, napięcie zależy jedynie od do−
łączonego obciążenia i może wynosić od
zera do nieskończoności!
Jak to, napięcie może być dowolnie
duże???
Tak, wyobraź sobie, że teoretycznie
tak. Dokładnie tak samo, jak prąd pobie−
rany z idealnego źródła napięcia może
mieć nieskończenie wielką wartość.
A niby skąd się weźmie to napięcie?
W przypadku hydraulicznej analogii,
źródło prądowe to taka pompka, która
ma stałą wydajność, czyli choćby nie
wiem co, musi przepompować określo−
ną ilość wody. Jeśli napotyka na opór, to
ciśnienie wzrasta dotąd, aż przepisana
ilość wody przeciśnie się przez ten opór
(jakąś szczelinę).
Możesz sobie podobnie wyobrażać,
że idealne źródło prądowe ze swej natu−
ry musi zapewnić przepływ prądu i gdy
napotka na opór, wtedy napięcie się
zwiększa.
Nie ma tu nic tajemniczego – po prostu
znów kłania się prawo Ohma. Wszystko to
dzieje się zgodnie ze znanym wzorem
U = I×R
Rys. 7. Źródło prądowe obciążone
r
rezystorem
Gdy do źródła prądowego dołączony
zostanie mały opór (rezystancja), to prze−
pływ prądu wytworzy na tej rezystancji
niewielkie napięcie, zgodnie z powy−
ższym wzorem. Jeśli rezystancja będzie
duża, to i napięcie będzie duże.
Czym większy opór jest dołączony do
źródła prądowego, tym większe jest
napięcie wytwarzane przez źródło na
tym oporze, zgodnie ze wzorem:
U = I×R
Rys. 6. Niedoskonałe żródło
napięciowe
Koniecznie utrwal sobie takie rozumie−
nie sprawy. Jeszcze raz kłania się wyob−
rażenie przyczyny i skutku.
Teraz już chyba doskonale intuicyjnie
wyczuwasz, że napięcie, zależnie od sy−
tuacji możemy rozumieć nie tylko jako
przyczynę, ale także jako skutek prze−
pływu prądu przez rezystancję. Wybie−
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 2/98
Pierwsze kroki
ramy taki punkt widzenia, jaki akurat
bardziej pasuje do aktualnych rozważań.
Jeśli zrozumiałeś sprawę źródła prądowe−
go, to właśnie w tej chwili otworzyłeś sobie
drogę do zrozumienia zasady działania ukła−
dów zawierających tranzystory (i nie tylko).
W zasadzie już teraz mógłbym przejść
do omawiania tranzystora, ale przypusz−
czam, że abstrakcyjny model źródła prą−
dowego mógłby okazać się dla ciebie tro−
chę zbyt trudny. Przecież realne układy
zasilane są określonym napięciem i słusz−
nie intuicja ci podpowiada, że napięcie
nie może tam rosnąć w nieskończoność.
Słusznie!
Ale jeśli czytałeś „Listy od Piotra”
sprzed roku, to dowiedziałeś się, że
w obwodach zawierających cewki (induk−
cyjność), napięcia mogą być wyższe niż
napięcie zasilania. Czy coś podobnego
może zdarzać się w tranzystorach?
Nie! Napięcia w obwodach z tranzys−
torami (nie zawierającymi cewek) nie
mogą być większe, niż napięcie zasilania.
Żeby więc nie wpuścić cię w ślepy za−
ułek, podam ci jeszcze jedną ilustrację.
Gaźnik
Przypomnimy sobie teraz zasadę dzia−
łania gaźnika samochodowego. Zaskoczy−
łem cię? Tak, gaźnika samochodowego!
Bardzo uproszczony schemat gaźnika
znajdziesz na rysunku 8. Zasadę działa−
nia zapewne znasz, więc odpowiedz na
pytania:
Czy poziom benzyny wewnątrz gaźnika
zależy od ciśnienia benzyny na wejściu?
Oczywiście, że nie! Czy ciśnienie jest
bardzo małe, czy bardzo duże, pływak
i współpracująca iglica dbają o to, by
w gaźniku zawsze utrzymywał się jedna−
kowy poziom benzyny.
Rys. 8. Zasada działania gażnika
samochodowego
Mamy oto stały poziom benzyny. Teraz
odpowiedz na pytanie, od czego zależy
ilość paliwa wypływającego przez otwór
wylotowy?
Może trochę uproszczę sprawę, jeśli
powiem, że ilość wypływającej benzyny
zależy od wielkości tego otworu wyloto−
wego. W samochodzie rzecz wygląda
inaczej, bo w grę wchodzi podciśnienie
w kolektorze ssącym i wiele innych czyn−
ników, ale my nie studiujemy budowy sa−
mochodu, tylko szukamy hydraulicznej
analogii tranzystora.
Dlatego zastanów się, czy przekonuje
cię wniosek, że ilość wypływającej ben−
zyny będzie zależeć od wielkości tego ot−
woru wylotowego, a zupełnie nie będzie
zależeć od ciśnienia benzyny na wejściu
gaźnika (przed iglicą)? Zgadzasz się?
W porządku!
Teraz nasz gaźnik zamykamy do czar−
nej skrzynki i... zapominamy, co się w tej
skrzynce znajduje. Nie będziemy się też
bawić z benzyną, bo jest łatwopalna i łat−
wo o nieszczęście. Jeśliby się ta benzyna
zapaliła, to spłonąłby ten egzemplarz
EdW i nigdy nie zrozumiałbyś do końca
działania tranzystora. Dlatego zamiast
benzyny, do dalszych doświadczeń bę−
dziemy używać wody.
Wracajmy do naszej czarnej skrzynki.
Już zdążyliśmy zapomnieć, co jest w jej
wnętrzu.
Dołączamy naszą czarną skrzynkę do
instalacji wodociągowej i... nie możemy
wyjść z podziwu, co to za historia: bez
względu na ciśnienie w instalacji, z wylo−
towej rury woda wypływa zawsze w jed−
nakowym tempie.
Próbujemy zmieniać ciśnienie na we−
jściu... i nic! Tempo przepływu wody
przez czarną skrzynkę jest zawsze takie
same, niezależnie od ciśnienia!
Otrzymaliśmy źródło o stałej
wydajności.
Teraz wracamy do obwodu
elektrycznego. Czy istnieje jakiś
elektryczny odpowiednik naszej
czarnej skrzynki, w którym nie−
zależnie od przyłożonego napię−
cia, płynąłby prąd o takim sa−
mym natężeniu?
Może jakiś stabilizator? Istot−
nie, jest to po prostu stabilizator
prądu.
Stabilizator prądu po przyło−
żeniu napięcia przepuszcza
prąd o ściśle określonym natę−
żeniu. Chyba nie masz trud−
ności z wyobrażeniem sobie
takiego elementu. Przyjmij do
wiadomości, że na przykład
produkowane są specjalne ele−
menty (układy scalone), które
mają takie właściwości, np.
LM334.
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 2/98
Zauważ, że taki stabilizator w zasa−
dzie jest... źródłem prądowym! Przecież
prąd przez niego płynący jest ustalony
i niezależny od napięcia. Oczywiście taki
stabilizator sam w sobie nie jest źród−
łem prądu, bo nie jest magazynem ener−
gii. Ponadto napięcie na nim nie może
rosnąć w nieskończoność, a tylko do
wartości równej napięciu zasilającemu.
Niemniej jednak w pewnych warunkach,
dla obserwatora zewnętrznego, zacho−
wanie stabilizatora prądu wcale nie różni
się od zachowania „prawdziwego” źród−
ła prądowego.
Teraz zapamiętaj ważną informację:
w praktyce źródłem prądowym nazywa −
my nie tylko „prawdziwe” źródło prądo −
we, będące magazynem energii, ale
również element lub układ, którego prąd
nie zmienia się pod wpływem przyłożo −
nego napięcia .
Powiem więcej – w większości wy−
padków mówiąc „źródło prądowe” bę−
dziemy myśleć właśnie o stabilizatorze
prądu, czyli po prostu elemencie lub ukła−
dzie elektronicznym o stałej wydajności
prądowej, niezależnej od napięcia zasila−
jącego.
Jak się słusznie domyślasz, od takiego
stabilizatora prądu już tylko krok do tran−
zystora.
Tranzystor jako sterowane
źródło prądowe
Właściwie ten tytuł już mówi wszys−
tko. Krótko mówiąc, tranzystor trzeba
traktować jako sterowane źródło prądo−
we.
Zanim zaczniemy to analizować, zna−
jdźmy jednak dla naszego tranzystora ja−
kąś hydrauliczną analogię.
Przed chwilą opowiadałem ci trochę
o gaźniku. Idźmy tym tropem.
Na rysunku 9a masz coś podobnego,
jak na rysunku 8, tyle że dodałem możli−
wość regulacji przekroju otworu wyloto−
wego. Przesuwając zasuwkę mogę teraz
regulować szybkość wypływu wody
przez ten otwór, a tym samym napływu
wody przez kanał wejściowy.
Mamy więc urządzenie podobne do
omówionego wcześniej źródła prądowe−
go: wydajność, czyli przepływ wody zale−
ży tylko od ustawienia zasuwki, jest nato−
miast niezależna od ciśnienia w kanale
wejściowym.
Elektrycznym odpowiednikiem takie−
go urządzenia jest sterowane źródło prą−
dowe, które na schematach ma oznacze−
nie pokazane na rysunku 9b.
Poznałeś oto sterowane źródło prą−
dowe. Świetnie! Ale to jeszcze nie
wszystko.
Co w tranzystorze jest czynnikiem
sterującym wartością prądu źródła prą−
dowego?
25
Pierwsze kroki
A odchylenie klapki ozna−
cza otwarcie zasuwki
i przepływ wody przez
„gaźnik”. Przez „gaźnik”
zaczyna płynąć woda. Ilość
tej wody zależy od stopnia
otwarcia klapki, czyli od
ilości wody przepływającej
przez dodatkowy kanał.
Wszystko jest tak dobrane,
że już niewielki przepływ
wody przez ten kanał po−
woduje znaczne otwarcie
klapki i przepływ znacznie
większego strumienia wo−
dy przez gaźnik.
I oto mamy hydrauliczny
model tranzystora w pełnej
krasie!
Dokładnie tak samo jest
z
przepływem
prądu
Rys. 9a. Gaźnik z regulacją
Rys. 10. Hydrauliczny model tranzystora
w tranzystorze pokazanym
na rysunku 11. Niewielki
prąd płynący od bazy do emitera uchyla
jakąś tam „klapkę” i umożliwia przepływ
znacznie większego prądu od kolektora
do emitera.
Ten pierwszy, mały prąd, nazywany
prądem bazy i oznaczamy IB, natomiast
ten drugi, duży prąd, nazywamy prądem
kolektora i oznaczamy IC. Oczywiście oba
te prądy spływają się w obwodzie emite−
ra, więc możemy zapisać:
Rys. 11. Model tranzystora jako źródła
IE = IC + I B
prądowego sterowanego prądem
Rys. 9b. Sterowane żródło prądowe
Prąd bazy możemy nazwać prądem
Stosunek prądu kolektora do prądu
Popatrz na rysunek 10. Uzupełniamy sterującym, a prąd kolektora – prądem
takie sterowane źródło o niewielki kanał sterowanym. Jeśli zmienia się prąd ba− bazy nazywamy wzmocnieniem tran−
z klapką, która jest połączona z zasuwką. zy, to proporcjonalnie zmienia się prąd zystora i często oznaczamy grecką literą
beta (β ).
Niewielka i słaba sprężynka powoduje, że kolektora.
Jeśli czytałeś listy od Piotra sprzed
w stanie spoczynku klapka zamyka prze−
IC
β=
krój kanału, a zasuwka całkowicie zamyka roku, to nie zdziwi cię, że klapka ze sprę−
IB
wylot „gaźnika”. Tym samym przez nasz żynką, przepuszczająca prąd w jednym
„gaźnik” nie może płynąć żaden prąd, bo kierunku, jest odpowiednikiem diody.
W katalogach spotyka się inne ozna−
pływak i iglica skutecznie zamykają kanał Stąd na rysunku 11 pojawił się symbol czenie wzmocnienia prądowego – w po−
diody.
wejściowy.
staci h21E. Odpowiedź na pytanie, skąd
Oczywiście prąd sterujący I B jest się wzięło to „ha dwadzieścia jeden e”
Ale oto wpuszczamy wodę do dodat−
kowego kanału z klapką. Już niewielkie znacznie mniejszy niż prąd sterowany i dlaczego spotyka się zarówno h21E, jak
ciśnienie wody wystarczy, by przezwy− IC, inaczej cała ta zabawa nie miałaby i h21e wykracza jednak poza ramy tego ar−
ciężyć siłę sprężynki i odchylić klapkę. sensu.
tykułu.
Na razie wystarczy żebyś wiedział, iż
obecnie produkowane typowe tranzysto−
ry małej mocy mają współczynnik
Wiem, że ten artykuł będą czytać także bardziej zaawansowani czytelnicy. Dla nich
wzmocnienia prądowego powyżej 100,
wszystkie podane informacje są oczywiste. Co innego jednak rozumieć temat, a co in−
a często można spotkać tranzystory
nego przekazać wiadomości innym.
o wzmocnieniu 500 i więcej.
Dla wszystkich, których wiedza daleko przekracza ramy podane w artykule, a nie zanu−
dzili się na śmierć i dotarli aż do tego miejsca, proponuję drobny konkurs:
I co? Przejaśniło ci się wreszcie pod
sufitem? Przez najbliższy miesiąc ciesz
Narysujcie hydrauliczny model tranzystora MOSFET
się, że wreszcie zrozumiałeś z grubsza
oraz tranzystora JFET.
działanie tranzystora, a w następnym od−
W przypadku tranzystora MOSFET trzeba jakoś przedstawić szkodliwą pojemność
cinku znajdziesz wiele kolejnych ważnych
wejściową CGS, a w przypadku JFETa – złącze kanał−bramka.
wiadomości o tranzystorach.
K
O
N
K
U
R
S
26
Autorzy najlepszych propozycji otrzymają nagrody książkowe.
Termin nadsyłania prac upływa w momencie pojawienia się następnego, marcowego
wydania EdW.
Piotr Górecki
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 2/98
Pierwsze kroki
Pierwsze kroki
W tym odcinku zapoznasz się
ze wzmacniaczem tranzystorowym
w układzie wspólnego emitera. Podej−
dziemy do tematu inaczej niż szkolne
podręczniki i okaże się, że występujące
tu zależności wcale nie są trudne. Po−
znasz podstawowe informacje, które po−
zwolą Ci samodzielnie zaprojektować ta−
ki wzmacniacz. Nie znaczy to jednak, że
w swych konstrukcjach powinieneś go
często stosować. O ile układ ze wspól−
nym kolektorem (wtórnik emiterowy)
jest stosowany bardzo często, o tyle
wzmacniacz przebiegów zmiennych ze
wspólnym emiterem rzadko bywa stoso−
wany we współczesnych konstrukcjach.
Zamiast niego wykorzystujemy wzmac−
niacze operacyjne. Nie można jednak być
prawdziwym elektronikiem, nie znając
podstawowych układów pracy tranzysto−
ra. Dlatego też dokładnie zapoznaj się
z przedstawionym materiałem.
Z dotychczasowych opowieści o tran−
zystorze wiesz, że jest to twór kapryśny.
Masz podstawy sądzić, że równie kapry−
śny jest wzmacniacz z tranzystorem w
układzie wspólnego emitera, pokazany na
rysunku 1, znany z podręczników. Masz
świętą rację! Za chwilę sam się przeko−
nasz, że taki “podręcznikowy” układ
z rysunku 1 rzeczywiście jest kapryśny (i
nigdy go nie stosujemy w praktyce).
Nie bój się jednak, mam dla Ciebie
przyjemną niespodziankę. Zapoznawanie
z układem wzmacniacza o wspólnym
emiterze (oznaczenie OE lub WE) roz−
poczniemy od... przedstawionego w
dwóch poprzednich odcinkach wzmac−
niacza ze wspólnym kolektorem, który już
zdążyłeś polubić.
Na początek wyjaśnienie: w praktyce
układ ze wspólnym emiterem będziesz
stosował tylko do wzmacniania przebie−
gów zmiennych, więc nie będziemy zaj−
mować się żadnymi stałoprądowymi we−
rsjami wzmacniacza OE. Oczywiście tran−
zystor jest odpowiednio spolaryzowany i
Rys. 1
Tranzystory
dla początkujących
część
14
Układ ze wspólnym emiterem
przebiegi zmienne występują na tle spo−
czynkowych napięć i prądów stałych.
Na rysunku 2 do klasycznego wtórnika
emiterowego (OC) dodałem w obwodzie
kolektora rezystor RC o rezystancji zdecy−
dowanie (dziesięciokrotnie) mniejszej niż
rezystancja RE.
Czy obecność niewielkiego rezystora
RC coś zmieni? Nie! To nadal jest układ
OC, bo sygnał wyjściowy odbieramy z
emitera.
Powinieneś widzieć tu następującą ko−
lejność: Właściwości wejścia określone
są dokładnie tak, jak w układzie OC. Prąd
IE płynący przez RE jest określony przez
(stałe) napięcie bazy i rezystancję RE. W
układzie OE zupełnie nie zajmowaliśmy
się obwodem kolektora. Teraz potrzebna
jest tylko jedna informacja: jaki jest ten
prąd kolektora?
Oczywiście! Możemy przyjąć, że jest
on równy prądowi emitera, IC = IE.
Na razie pomińmy fakt, że prąd emite−
ra jest odrobinkę większy od prądu kolek−
tora (o prąd bazy) – przyjmujemy, że prąd
emitera i prąd kolektora są równe (IC=IE),
co przy wzmocnieniu prądowym powyżej
100 jest bardzo bliskie prawdy. To jest
proste, prawda?
A więc przez RC płynie prąd IC=IE. Na
rezystorze RC wystąpi więc jakiś spadek
napięcia. Dotyczy to zarówno prądu stałe−
go (spoczynkowego), jak i przebiegów
zmiennych.
Wartość rezystora RC możemy zwięk−
szać, byleby spadek napięcia na nim nie
był zbyt duży i by tranzystor się nie nasy−
cił.
Zwiększmy więc wartość RC by była
równa RE, ale aby tranzystor się nie nasy−
cił, obniżymy napięcie baterii B1, żeby
stałe napięcie na emiterze wynosiło, na
przykład 1/4 napięcia baterii B2. Sytuację
pokazuje rysunek 3a.
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 4/99
A jak będą wyglądać przebiegi zmien−
ne? Podobnie jak w układzie OC, napięcie
zmienne na emiterze będzie takie samo,
jak na bazie (porównaj rysunek 4b w EdW
2/99 str. 34). A ponieważ rezystory RE i RC
są równe – uważaj − spadki napięć na tych
rezystorach też będą jednakowe! Przykła−
dowe przebiegi w układzie z rysunku 3a
znajdziesz na rysunku 3b. Zauważ, że URC
= URE, bo IC=IE oraz RC=RE. Czy wszystko
się zgadza? Przebiegi zmienne na emite−
rze i kolektorze mają taką samą wielkość,
tyle że są “odwrócone” – fachowo mó−
wiąc mają przeciwną fazę. Zauważ, że te−
raz mamy dwa wyjścia: możemy pobrać
sygnał z kolektora, a nie tylko z emitera. I
tym oto prostym sposobem dochodzimy
do wzmacniacza OE, który na razie ma
wzmocnienie 1. Jak zwiększyć wzmoc−
nienie? Czy już się domyślasz?
Mamy dwie drogi.
1. Zmniejszamy rezystancję RE, a
zwiększamy RC. Żeby nie nasycić tranzy−
stora musimy też zmniejszyć napięcie
stałe na bazie, zmniejszając napięcie ba−
terii UB1 (na razie nie zastanawiaj się nad
tym, jakie powinno być napięcie baterii
Rys. 2
35
Pierwsze kroki
Rys. 3
B1 – to nie jest istotne). Stosowny układ
i przebiegi znajdziesz na rysunku 4. To
jest już najprawdziwszy wzmacniacz OE
Zauważ, że napięcie zmienne na emite−
rze nadal jest równe zmiennemu napięciu
wejściowemu. I nadal przez RC płynie ten
sam prąd, co przez RE (IC=IE). Ponieważ
RC jest teraz trzykrotnie większe od RE,
spadek napięcia na URC jest trzykrotnie
większy niż na URE. Popatrz uważnie na
rysunek 4. Czyli... nasz układ ma wzmoc−
nienie równe 3. To nie przypadek – war −
tość wzmocnienia określona jest przez
stosunek RC do RE. Przeanalizuj to!
Ponieważ w sytuacji z rysunku 4 przez
przypadek wyszło, że UC = URC, możesz
mieć pewne wątpliwości. Jak to jest z ty−
mi napięciami? Czy może zmiana napię−
cia zasilania zmieni wzmocnienie?
Rys. 4
Na rysunku 5a pokazana jest sytuacja,
gdy w układzie z rysunku 4 podwyższy−
my napięcie zasilające do 15V. Zauważ,
że spadek napięcia na RC (URC) nadal wy−
nosi 6V. Prąd kolektora nie zmienił się, bo
cały czas jest równy prądowi emitera, a
ten jest wyznaczony przez napięcie na
bazie.
Rysunek 5b pokazuje sytuację, gdy
obniżymy napięcie zasilające do 10V.
Spoczynkowy spadek napięcia na rezy−
stancji kolektorowej (URC) nadal wynosi
6V, a na emiterowej (URE) 2V. Napięcia
emitera i kolektora, mierzone w stosunku
do masy, różnią się tylko o 2V. Okazuje
się, że jest tu mało “miejsca” na składo−
wą zmienną. W rezultacie tranzystor
okresowo wchodzi w stan nasycenia (na−
36
pięcie między
kolektorem
a
emiterem jest
bliskie zeru) – na
rysunku są to
płaskie, sąsiadu−
jące części obu
p r z e b i e g ó w.
Oczywiście,
gdyby wzmac−
niane przebiegi
były mniejsze,
oba przebiegi
“zmieściłyby
się” i nie byłyby zniekształcone. W każ−
dym razie sytuacja z rysunku 5b sygnali−
zuje istotny warunek poprawnej pracy
wzmacniaczy OE – trzeba zapewnić dużo
“miejsca” dla wzmacnianego przebiegu.
Już chyba widzisz, że najlepiej byłoby
ustawić spoczynkowe napięcie kolektora
w połowie między napięciem zasilania, a
maksymalnym napięciem na emiterze.
Słusznie!
2. Teraz drugi sposób zwiększenia
wzmocnienia. Żeby Ci nie mącić w gło−
wie szczegółami, a pokazać główną ideę,
wykorzystam układ z rysunku 3, który
miał wzmocnienie równe 1. Aby zwięk−
szyć wzmocnienie, do rezystora RE z te−
go układu dodaję kondensator CE o dużej
pojemności i rezystor RE1, o wartości
10kΩ. Nowy układ i przebiegi pokazane
są na rysunku 6.
Zwróć uwagę –
napięcia stałe są
takie same jak na
rysunku 3. Także
tym razem napię−
cie zmienne na
emiterze jest rów−
ne napięciu wej−
ściowemu. Zau−
waż, że teraz dla
przebiegów
zmiennych opor−
ność w emiterze
jest wypadkową
rezystancją równoległego połączenia RE i
RE1 (i wynosi 5kΩ).
Czy jesteś przekonany, że ten układ
rzeczywiście wzmacnia przebiegi zmien−
ne dwukrotnie?
Najpro−
ściej rzecz
b i o r ą c ,
podobnie jak
w układzie z
rysunku 4,
także i tu
wzmocnie −
nie wyzna −
czone jest
stosunkiem
rezystancji
Rys. 5
kolektorowej
RC (10kΩ) do rezystancji w obwodzie
)
emitera, która dla przebiegów zmiennych
wynosi właśnie 5kΩ. Czy to Cię przeko−
nuje?
Jeśli nie, to wgłębimy się w problem.
Nadal kluczową sprawą jest to, że prąd
emitera jest równy prądowi kolektora.
Tylko teraz mamy dwie oddzielne spra−
wy: prądy i napięcia przebiegów stałych,
oraz dla przebiegów zmiennych.
Stały prąd emitera jest nadal wyzna−
czony przez RE (i napięcie stałe na bazie),
a stałe napięcia spoczynkowe na RE i RC
są równe – zobacz rysunki 3b i 6b.
Napięcie zmienne na emiterze cały
czas jest równe napięciu wejściowemu (z
generatora), a kondensator CE dla prze−
biegów zmiennych stanowi zwarcie,
więc napięcie zmienne na RE1 też jest
równe napięciu na emiterze, czyli napię−
ciu wejściowemu. Jeśli więc na RE1 wy−
stępuje takie napięcie zmienne, przez re−
zystor ten musi także płynąć prąd zmien−
ny.
Tu trochę uproszczę problem, żeby Ci
nie mącić w głowie − ten prąd, a ściślej ta
składowa zmienna skądś się musi wziąć −
płynie z baterii B2 przez rezystor RC, tran−
zystor, kondensator CE, rezystor RE1 i da−
lej z powrotem do baterii. (Tylko dla zaa−
wansowanych: Ściślej biorąc, kondensa−
tor CE ładuje się w tym obwodzie, a roz−
ładowuje w obwodzie RE, R1, ale to
szczegół, w tej chwili nieistotny.) Na ry−
sunku 7 możesz zobaczyć główną ideę −
różnymi kolorami pokazałem Ci te dwie
składowe prądu: jedna, płynąca przez RE
jest taka sama, jak w układzie z rysunku
3, druga związana jest z obwodem CE,
RE1. Sumują się one na rezystancji RC.
Właśnie dlatego napięcie na RC jest więk−
sze niż napięcie na emiterze.
Mam nadzieję, że zrozumiałeś tę ideę.
To na razie wystarczy. Nie chcę Cię wpro−
wadzać w szczegóły i rozważać wszyst−
kie możliwe przypadki i ewentualne ogra−
niczenia. Musimy natomiast zająć się ko−
lejną ważną sprawą.
Co z rezystancją wejściową?
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 4/99
Pierwsze kroki
Rys. 6
Rezystancja wejściowa
Wiesz, jak na dwa różne sposoby
zwiększać wzmocnienie. Okazuje się
jednak, że zwiększając wzmocnienie,
zmniejszasz rezystancje wejściową tran−
zystora (na razie pomijamy wpływ RB i
rozważamy oporność samego tranzysto−
ra).
Wracamy do układu OC z rysunku 2.
Jak w każdym układzie OC rezystancja
wejściowa dla przebiegów zmiennych sa−
mego tranzystora jest β−krotnie (ściślej
β+1−krotnie) większa niż rezystancja RE.
Dokładnie tak samo jest w układzie z ry−
sunku 3.
W układzie z rysunku 4 zwiększyliśmy
wzmocnienie, zmniejszając rezystancję
RE do 3,3kΩ. Uważaj! Nadal, podobnie
jak w układzie OC, rezystancja wejściowa
jest
β−krotnie
większa od RE.
Ale ponieważ re−
zystancja RE jest
trzykrotnie mniej−
sza, rezystancja
wejściowa też jest
trzykrotnie mniej−
sza.
To nie przypa−
dek, bo wzmoc−
nienie wynosi wła−
śnie 3.
Podobnie jest
Rys. 7
w układzie z ry−
sunku 5. Dwukrotne wzmocnienie uzy−
skaliśmy zmniejszając rezystancję emite−
rową dla przebiegów zmiennych, i rezy−
stancja wejściowa jest β−krotnie większa
od tej wypadkowej rezystancji emitero−
wej
(β * 5kΩ).
I co, proste?
Występuje tu oczywista zależność:
zmniejszając rezystancję emiterową
zmniejszamy rezystancję wejściową tran−
zystora. Cóż, trudno. Coś za coś, nic za
darmo: większe wzmocnienie to mniej−
sza rezystancja wejściowa dla przebie−
gów zmiennych. Najważniejsze jednak,
że układ wzmacnia!
No i co? Wszystko poszło gładko, bez
żadnych problemów! A Ty tak bałeś się
wzmacniacza OE.
Tymczasem jest to
aż tak beznadziej−
nie proste! Może
jednak masz jakieś
pytania?
Pytasz dlaczego
w układzie z rysun−
ku 3 nie zreduko−
wać RE do zera,
uzyskując układ
jak na rysunku 8a
lub
prościej
–”podręcznikowy” układ z rysunku 8b?
Nigdy tego nie rób! Nie bądź zbyt chy−
try! Spróbuj odpowiedzieć na dwa pytania:
1. Czy przez zredukowanie oporności
emiterowej dla przebiegów zmiennych
do zera uzyskasz wzmocnienie nieskoń−
czenie wielkie?
2. Jaka będzie wtedy rezystancja wej−
ściowa układu dla przebiegów zmien−
nych?
Słusznie uważasz, że wzmocnienie nie
może być nieskończenie wielkie, a jeśli
chodzi o rezystancję wejściową... nie bój
się – nie będzie równa zeru. Kiedyś już to
obliczaliśmy (w EdW 11/98 str. 67) i w
tamtym przykładzie wyszło nam około
100 omów. A czy pamiętasz, że tamte
rozważania wskazywały, iż rezystancja
wejściowa nie jest stała, tylko zmienia
się w zależności od prądu bazy i kolekto−
ra? Doszliśmy do wniosku, iż sygnał wyj−
ściowy w najprostszym układzie wzmac−
niacza tranzystorowego będzie bardzo
zniekształcony? Zobacz rysunki w
EdW4/98 na str. 76, 79. Zwróć uwagę, że
tamte rozważania tak naprawdę dotyczy−
ły właśnie wzmacniacza OE i dotyczą
również naszych układów z rysunku 8.
Mało tego! Przecież wtedy na stały
prąd bazy i prąd kolektora będą mieć
znaczny wpływ nawet maleńkie zmiany
stałego napięcia na bazie! Porównaj rysu −
nek 6 w EdW 11/98. Zmiana stałego na−
pięcia polaryzującego bazę o około 60mV
spowodowałaby dziesięciokrotną zmianę
wartości stałego prądu kolektora. Czyli
tranzystor albo by się nasycił (napięcie
kolektora bliskie masy, prąd ograniczony
wartością RC), albo spadek napięcia na re−
zystorze kolektorowym byłby bardzo ma−
ły (napięcie kolektora bliskie dodatniemu
Rys. 8
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 4/99
napięciu zasilania). W obu przypadkach
układ nie mógłby prawidłowo wzmacniać
przebiegów zmiennych, które przecież
muszą występować “na tle” napięcia
stałego (najlepiej około połowy napięcia
zasilającego). Czyżbyś też zapomniał o
wpływie temperatury na napięcie UBE
(−2,2mV/°C)?, w układzie z rysunku 8a.
Wzrost temperatury struktury tranzy−
stora tylko o 8°C (przy niezmiennym na−
pięciu bazy) zmieni prąd kolektora dwu−
krotnie, tym samym doprowadzi do nasy−
cenia i uniemożliwi pracę wzmacniacza.
Co prawda obecność rezystancji RB
(RB1 i RB2) znacznie poprawia sytuację,
jednak mimo wszystko stabilność cieplna
i napięciowa układów z rysunku 8 jest
bardzo słaba. Nie musisz rozumieć wszy−
stkich szczegółów, zapamiętaj tylko po−
dany właśnie wniosek.
Czy już zauważyłeś, że istnieje bardzo
prosty sposób na zmniejszenie wpływu
zmian temperatury i napięcia zasilające−
go? Oczywiście chodzi o obecność rezy−
stora emiterowego RE. Jeśli spoczynko−
we napięcie stałe na RE będzie wynosić
choćby tylko 0,3V, wpływ zmian napięcia
bazy i temperatury zostanie zredukowany
do około 20% podanych przed chwilą
wartości. Gdy napięcie stałe na RE wynie−
sie 1,2V ten wpływ zmniejszy się dwu−
dziestokrotnie. Nie musisz zapamiętywać
tych szczegółów – musisz tylko wiedzieć,
że czym większe napięcie stałe na RE,
tym spoczynkowy prąd kolektora mniej
zależy od temperatury i wahań napięcia
polaryzującego bazę. Inaczej mówiąc,
zwiększanie wartości RE czyni układ bar−
dziej stabilnym, niezależnym od wielu
czynników, w tym temperatury.
Oczywiście jak zwykle nie można
przesadzić. Nadmierne zwiększanie rezy−
stancji RE zwiększa napięcie URE i ograni−
cza zakres zmian napięcia kolektora – po−
równaj rysunki 3b, 4b, 5b i 6b.
Jeśli to rozumiesz, właśnie skutecznie
ominąłeś nudne podręcznikowe rozważa−
nia na temat sprzężenia zwrotnego w
tranzystorowym układzie OE. Nie twier−
dzę, że takie rozważania są niepotrzebne
– może kiedyś wrócisz do nich. Twierdzę
tylko stanowczo, że próba tłumaczenia
początkującym właściwości tranzystora
za pomocą zawiłych rozważań i wzorów
dotyczących różnych rodzajów sprzęże−
nia zwrotnego, przynosi więcej szkody
niż pożytku i niepotrzebnie ich stresuje.
Ty uzbrojony w świeżo zdobytą wiedzę,
być może zaproponujesz, żeby pozostać
przy stabilnym układzie z rysunku 6, a w
celu zwiększenia wzmocnienia zreduko−
wać RE1 do zera, uzyskując układ pokaza−
ny na rysunku 9a. Świetnie! Zrobiłeś spo−
ry postęp! Czasami rzeczywiście stosuje−
my taki układ. Niekiedy stosujemy rów−
nież układ z rysunku 9b. Dzięki dołączeniu
37
Pierwsze kroki
rezystora R1 do kolektora, a nie do dodat−
niego bieguna zasilania, znacznie popra−
wia się stabilność stałoprądowego punk−
tu pracy. Jeśli z jakichkolwiek powodów
(np. zmiany temperatury) prąd stały ko−
lektora wzrośnie, to napięcie kolektora
obniży się, i tym samym obniży się napię−
cie na bazie. Spowoduje to zmniejszenie
prądu kolektora. W praktyce wahania sta−
łego napięcia kolektora pod wpływem
zmian temperatury nie będą większe niż
1V – wynik zupełnie wystarczający do
wielu zastosowań. Obliczanie wartości
elementów nie jest trudne. Zwykle chce−
my, żeby stałe napięcie na kolektorze by−
ło równe połowie napięcia zasilającego
Rys. 9
(URC=0,5Uzas). Zakładamy jakiś prąd ko−
lektora (zwykle od 1mA do kilku mA) i
obliczamy wartość RC = 0,5Uzas / Ic
Prąd dzielnika RB1, RB2 powinien wy−
nosić około 0,1Ic, by był znacznie więk−
szy od prądu bazy. Napięcie na rezystorze
RB1 będzie wynosić około 0,6V.
Stąd RB1 = 0,6V / 0,1Ic = 6V / Ic
Ponieważ suma napięć na RB2 i RB3 ma
wynosić 0,5Uzas – 0,6V, a prąd dzielnika
wynosi 0,1Ic (pomijamy prąd bazy), więc
(RB2+RB3) = (0,5Uzas – 0,6V) / 0,1Ic
Zamiast przeprowadzać obliczenia,
można przyjąć R2=R3=5Rc, a wartość
RB1 dobrać eksperymentalnie, by napięcie
na kolektorze wynosiło 0,5Uzas.
Do zastosowań audio pojemność kon−
densatora (elektrolitycznego CB) może
wynosić 100µF.
Zauważ, że duży kondensator CB dla
sygnałów zmiennych stanowi zwarcie.
Tym samym nie przepuszcza zmiennych
sygnałów (sprzężenia zwrotnego) z kolek−
tora na bazę. Dzięki temu dla przebiegów
zmiennych układ ma duże wzmocnienie,
ale małą rezystancję wejściową i duże
zniekształcenia. Natomiast spoczynkowy
(stałoprądowy) punkt pracy jest stabilizo−
wany dzięki (silnemu ujemnemu) sprzęże−
niu zwrotnemu z kolektora na bazę.
Oczywiście w układach z rysunku 9
można dodać niewielki rezystor emitero−
wy, by kosztem zmniejszenia wzmocnie−
nia zwiększyć rezystancję wejściową i po−
prawić liniowość.
I wychodzi na to, że w praktyce najczę−
ściej będziemy stosować układ pokazany
na rysunku 10. W następnym odcinku
38
wrócimy do tego tematu. Ale wcześniej
kolejna ogromnie ważna sprawa.
Oporność wyjściowa
wzmacniacza OE
Z dotychczasowych rozważań wynika
niedwuznacznie prosta zależność: zwięk−
szając wzmocnienie, zmniejszamy rezy−
stancję wejściową. A zmniejszanie rezy−
stancji wejściowej jest istotną wadą.
Czy jest to nieuniknione?
Może zaproponujesz po prostu, by
zwiększyć wszystkie rezystancje, na
przykład dziesięciokrotnie. Jeśli wszyst−
kie rezystancje wzrosną w takim samym
stopniu, napięcia w ukła−
dzie nie powinny się
zmienić – zmniejszą się
tylko prądy (ale to chyba
dobrze, bo układ będzie
zużywał mniej energii).
Rzeczywiście, zwięk−
szenie rezystancji (w tym
rezystancji w emiterze)
korzystnie zwiększy rezy−
stancję wejściową.
Zwiększajmy więc...
Czy już widzisz problem? Nie?
To przeanalizuj podany przykład.
Na rysunku 11a pokazano fragment
wzmacniacza tranzystorowego. Załóżmy,
że bez zewnętrznego obciążenia, na wyj−
ściu występuje napięcie sinusoidalne
1kHz o wartości
skutecznej 2V. Co
się stanie, jeśli do
wyjścia dołączy−
my rezystor ob−
ciążenia o rezy−
stancji 220Ω, jak
pokazano na ry −
sunku 11b? Od−
powiedz na pyta−
nia:
1. Czy zmieni
Rys. 10
się
wartość
zmiennego napięcia wyjściowego?
2. Czy zmieni się napięcie stałe na ko−
lektorze tranzystora?
3. Czy pojawią się zniekształcenia sy−
gnału sinusoidalnego?
4. Czy zmieni się częstotliwość sygna−
łu?
Spróbuj odpowiedzieć sam!
Słusznie! Dodanie zewnętrznego ob−
ciążenia zmniejsza wypadkową rezystan−
cję dołączoną do źródła prądowego, jakim
jest obwód kolektora. Zgodnie z prawem
Ohma
U=I*R
Czym mniejsza dołączona rezystancja,
tym mniejsze napięcie wyjściowe. Prąd ko−
lektora się nie zmienił, natomiast rezystan−
cja obciążenia zmniejszyła się z 2kΩ do oko−
Rys. 11
ło 200Ω. A więc spadek napięcia na rezy−
storze RC zmniejszył się dziesięciokrotnie,
czyli napięcie zmienne na kolektorze
zmniejszyło się dziesięciokrotnie. Nato−
miast napięcie stałe na kolektorze, mie−
rzone względem masy, zwiększyło się.
Nie pojawiły się zniekształcenia, ani nie
zmieniła się częstotliwość.
Tak na marginesie − te 200Ω to wypad−
kowa rezystancja równoległego połącze−
nia rezystancji 2kΩ i 220Ω. Ściśle biorąc,
wynik obliczeń to198,2Ω − ale w elektro−
nice, inaczej niż w szkolnej matematyce,
nie musimy wykonywać idealnie precy−
zyjnych obliczeń, choćby dlatego, że rze−
czywiste elementy mają znaczny rozrzut
parametrów, przykładowo tolerancja ty−
powych rezystorów wynosi 5...10%, a
precyzyjne rezystory o tolerancji lepszej
niż 1% są dla amatorów praktycznie nie
do zdobycia. Dlatego zaokrąglenie warto−
ści rezystancji obliczonej w tym przykła−
dzie o mniej niż pół procenta nie ma naj−
mniejszego znaczenia.
A teraz wyobraź sobie, że dziesięcio−
krotnie zwiększyłeś wszystkie rezystan−
cje w układzie. Wszystkie prądy zmniej−
szą się dziesięciokrotnie. Bez zewnętrz−
nego obciążenia napięcie wyjściowe (na
rezystorze RC o wartości 20kΩ) nadal jest
równe 2Vsk. Ale jeśli teraz do wyjścia do−
łączysz rezystancję obciążenia równą
220Ω, to...
No właśnie – ponieważ rezystancja ob−
ciążenia zmniejszy się z 20kΩ do 217Ω, a
prąd kolektora jest teraz dziesięciokrotnie
mniejszy, napięcie wyjściowe drastycz−
nie spadnie około 92 razy z 2Vsk do
21,7mV!
Czy teraz już wiesz, dlaczego zwięk−
szanie wszystkich rezystancji w układzie
(w tym rezystancji w kolektorze i emite−
rze) nie rozwiązuje problemu. Chcieliśmy
tym zwiększyć rezystancję wejściową i
zwiększyliśmy. Niestety, okazało się, że
po dołączeniu obciążenia napięcie wyj−
ściowe niedopuszczalnie się zmniejszyło.
Okazuje się, że nasz wzmacniacz w ukła−
dzie OE ma dużą rezystancję wyjściową.
Co prawda my zwykle traktujemy ob−
wód kolektora jako źródło prądowe pracu−
jące na obciążenie RC (sytuację dla prze−
biegów zmiennych pokazuje rysunek 12a),
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 4/99
Pierwsze kroki
Rys. 12
ale śmiało możemy narysować schemat
zastępczy wzmacniacza OE w bardziej
zrozumiałej postaci, ze źródłem napięcio−
wym i szeregową rezystancją wyjściową
jak na rysunku 12b. Nasz wzmacniacz za−
chowuje się tak, jakby na wyjściu umie−
szczono jakąś szeregową rezystancję –
właśnie jego rezystancję wyjściową.
Oczywiście po dołączeniu zewnętrznego
obciążenia napięcie wyjściowe zmniejszy
się. Czym większa będzie wewnętrzna
rezystancja wyjściowa RWY w stosunku
do rezystancji obciążenia RL, tym napię−
cie wyjściowe będzie mniejsze.
A jaka jest wartość rezystancji wyj−
ściowej w układzie OE? Nie będziemy się
rozdrabniać, jeśli chcesz, sprawdź sam –
rezystancja wyjściowa układu OE jest
równa rezystancji opornika RC umie−
szczonego w kolektorze.
To zupełnie inaczej niż w układzie
wspólnego kolektora, gdzie (przy niezbyt
dużych sygnałach) dołączenie rezystancji
obciążenia RL przez kondensator prak−
tycznie nie zmieniało zmiennego napięcia
wyjściowego. Czyli rezystancja wyjścio−
wa była bardzo mała. Skąd taka różnica?
Tam była inna sytuacja – napięcie (sta−
łe i zmienne) na emiterze było wymuszo−
ne przez napięcie na bazie. Tu masz prak−
tyczny przykład właściwości źródła prądo−
wego. Napięcie na wyjściu jest wynikiem
przepływu prądu przez obciążenie kolek−
torowe. Czyli wszystko zależy od oporno−
ści w obwodzie kolektora. Zauważ, że de−
cydujący wpływ na wzmocnienie napię−
ciowe ma wypadkowa oporność (impe−
dancja) obciążenia. Do tego wątku wróci−
my w następnym odcinku.
Tymczasem przeanalizujmy kolejny
przykład. Wzmacniacz jest ten sam co na
rysunku 11, napięcia stałe i zmienne bez
obciążenia też takie same. Tylko teraz ze−
wnętrzny rezystor obciążenia (220Ω) jest
dołączony nie wprost, tylko przez kon−
densator o bardzo dużej pojemności. Wy−
gląda to jak na rysunku 13a lub 13b. Czy
sposób dołączenia obciążenia coś zmie−
nia? Oczywiście nie! Dla przebiegów
zmiennych zupełnie nie ma różnicy, czy
obciążenie podłączone jest do plusa zasi−
lania czy do masy – przecież dla sygna−
łów zmiennych szyna zasilania to to sa−
mo co obwód masy.
Jeśli tak, to odpowiedz na pytania:
1. Czy zmieni się wartość zmiennego
napięcia wyjściowego?
2. Czy zmieni się napięcie stałe na ko−
lektorze tranzystora?
Odrobinę trudniejsze, prawda? Kon−
densator separujący dla przebiegów
zmiennych stanowi zwarcie, dla stałych
stanowi przerwę. Już wiesz:
1. Napięcie stałe na kolektorze tranzy−
stora nie zmieniło się, bo wskutek obe−
cności kondensatora rezystancja dla prą−
du stałego widziana od strony kolektora
nadal jest równa 2kΩ.
2. Wartość napięcia zmiennego po−
winna się zmniejszyć do 0,2Vsk, bo dla
prądów zmiennych rezystancja obciąże−
nia widziana od strony kolektora zmniej−
szyła się tak samo jak w poprzednim
przykładzie z 2kΩ do 200Ω.
Ma to bardzo ważne konsekwencje
praktyczne.
Przypuśćmy, że zaprojektowałeś
oszczędny wzmacniacz z rysunku 14a
(przypuśćmy, że rezystancje R1 i R3 mają
mieć po 430kΩ), który jak łatwo obliczyć,
ma wzmocnienie równe 20 razy. To trochę
za mało do Twoich
celów, więc do je−
go wyjścia dołą−
czasz drugi taki
sam
stopień
wzmocnienia.
Układ wygląda jak
na rysunku 14b.
Czy wypadkowe
wzmocnienie wy−
niesie 20 x 20 =
400 razy?
Rys. 14
Po stokroć nie!
Zrozum to i zapamiętaj raz na zawsze.
Niedoświadczeni elektronicy bardzo czę−
sto zapominają o wpływie oporności wej−
ściowej i wyjściowej we wzmacniaczu
OE. Zacznijmy od końca. Wzmocnienie
wzmacniacza z tranzystorem T2 będzie
równe 20 (RC2/RE2) tylko wtedy, gdy
wzmacniacz nie będzie obciążony, a prak−
tycznie wtedy, gdy zewnętrzne obciąże−
nie RL będzie zdecydowanie większe niż
RC2. Po obciążeniu wzmocnienie będzie
wyznaczone stosunkiem wypadkowej re−
zystancji kolektorowej i RE2, czyli wynie−
sie (RC2 || RL) / RE2. Możesz obliczyć, że
drugi stopień będzie miał wzmocnienie
równe 4.
Ale to nie koniec. Oblicz, jaka jest
oporność wejściowa RWE2 wzmacniacza z
tranzystorem T2. Nie musisz liczyć dokła−
dnie, wystarczą wartości przybliżone.
Przy założeniu, że β=100 i RE2=1kΩ
rezystancja samego tranzystora wynosi
około 100kΩ, a po uwzględnieniu rezy−
stancji polaryzujących R3 i R4 wypadko−
wa rezystancja wejściowa wynosi około
20kΩ.
Tym samym − uważaj – obciążeniem
tranzystora T1 będzie nie tylko rezystor
RC1, ale rezystancja równoległego połą−
czenia RC1 (20kΩ) i obliczonej właśnie re−
zystancji wejściowej następnego stopnia
(około 20kΩ). Obciążenie w kolektorze
będzie więc mieć około 10kΩ, czyli
uwzględniając wartość RE1 wzmocnienie
pierwszego stopnia będzie równe nie 20,
tylko 10.
Przy podanych wartościach okazało
się, że wzmocnienie pierwszego stopnia
wyniesie 10 razy, wzmocnienie drugiego
4 razy, czyli wypadkowe wzmocnienie za−
miast spodziewanego 400 razy wyniesie
jedynie 40 razy.
W zasadzie to jeszcze nie wszystko. Ca−
ły układ ma rezystancję wejściową około
20kΩ, co może być istotnym obciążeniem
dla źródła sygnału i wtedy wypadkowe
wzmocnienie będzie jeszcze mniejsze.
Przeanalizuj dokładnie podany przy−
kład. Czy teraz już dokładnie rozumiesz,
że nie wolno zapominać o rezystancji
wyjściowej i wejściowej wzmacniacza
OE?
Umęczyłem Cię zależnościami wystę−
pującymi we wzmacniaczu ze wspólnym
emiterem. Co z tego koniecznie musisz
zapamiętać?
Najważniejsze są następujące wnioski:
1. Zwiększanie wzmocnienia następu−
je kosztem zmniejszania rezystancji wej−
ściowej
2. Rezystancja wyjściowa jest równa
rezystancji RC umieszczonej w obwodzie
kolektora.
W następnym odcinku zaprojektujemy
też wspólnie dwa wzmacniacze OE. A po−
nieważ wzmacniacz OE nadal kryje pew−
ne tajemnice, podam Ci kilka dalszych
ciekawych informacji.
Piotr Górecki
Rys. 13
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 4/99
39
Pierwsze kroki
Tranzystory
dla początkujących
część
17
Wzmacniacz OB i inne cegiełki
W poprzednich odcinkach wgłębialiśmy się w zawiłości wzmacniaczy tranzystorowych ze wspólnym kolektorem
i wspólnym emiterem. Wiesz bardzo dużo na ten temat i niewątpliwie ta wiedza przyda się w praktyce.
W najbliższych odcinkach przestawione zostaną nie tylko wzmacniacze ze wspólną bazą,
ale też kilka innych ważnych i potrzebnych układów.
Wzmacniacz
ze wspólną bazą − OB
Prosty przykład wzmacniacza OB znaj−
dziesz na rysunku 1. Choć układ wygląda
trochę dziwnie, bo sygnał wejściowy po−
dawany jest na emiter, tym razem analiza
pójdzie szybko. Zaczniemy ją jednak od
rysunku 2.
U1 wyznacza napięcie na RE, a tym sa−
mym prąd płynący przez RE [IE=(U1−
0,6)/RE]. Zakładając duże wzmocnienie
prądowe tranzystora możemy przyjąć, iż
prąd kolektora jest równy prądowi emite−
ra (pomijamy niewielki prąd bazy). Napię−
cie na kolektorze to napięcie zasilania U2,
pomniejszone o spadek napięcia na RC
(równy IC*RC, w przybliżeniu IE*RC).
Zauważ, że o wszystkim decyduje
prąd emitera (i równy mu prąd kolektora).
Gdy zmienimy napięcie w punkcie
A o 0,5V w stronę napięć ujemnych, na−
pięcie na RE zwiększy się. Wzrośnie też
prąd IE, a tym samym IC i napięcie wyj−
ściowe. Sytuację w układzie pokazuje ry−
sunek 2b.
Gdy z kolei zmienimy napięcie w punk−
cie A o 0,5V w stronę napięć dodatnich,
napięcie na RE zmniejszy się, i odpowie−
dnio zmaleje prąd emitera (i kolektora).
Sytuację pokazuje rysunek 2c.
Rys. 1
Niech na początku sytuacja wygląda
jak na rysunku 2a. Najpierw dla upro−
szczenia załóżmy, że napięcie UBE w cza−
sie pracy zawsze wynosi 0,6V. Napięcie
Rys. 2
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 7/99
37
Pierwsze kroki
Zmiany napięcia na kolektorze są dzie−
sięć razy większe niż w punkcie A − sto−
pień ma wzmocnienie równe 10. To
znów nie jest przypadek − wartość
wzmocnienia napięciowego wyznaczona
jest przez stosunek rezystorów RC/RE.
Natomiast wzmocnienie prądowe jest
praktycznie równe 1 − prąd wyjściowy
(kolektora) jest równy prądowi wejścio−
wemu (emitera).
Zwróć uwagę, że źródło U1 musi do−
starczyć cały prąd emitera. Musi to więc
być źródło o znacznej wydajności prądo−
wej. Inaczej mówiąc, wzmacniacz ze
wspólną bazą ma bardzo małą oporność
wejściową − jaką? W układzie z rysunku 2
jest to rezystancja RE. Możesz to spraw−
dzić, obliczając rezystancję dynamiczną,
czyli stosunek zmian napięcia do zmian
prądu (Rwe = ∆Uwe/∆Iwe= ∆U1/∆IE).
Nietrudno się domyślić, że oporność
wyjściowa jest równa oporności kolekto−
rowej RC, podobnie jak w układzie OE.
Jasne?
Jeśli tak, to chyba nie będziesz miał
kłopotów z określeniem rezystancji wej−
ściowej oraz wzmocnienia układu z ry−
sunku 3a.
Rys. 3
Trzeba tu pamiętać o omówionej we
wcześniejszych odcinkach wewnętrznej
rezystancji emiterowej re, którą na rysun−
ku 2 pominęliśmy, zakładając stałe napię−
cie UBE równe 0,6V. Rysunek 3b uzasa−
dnia, że wzmocnienie napięciowe stop−
nia jest równe RC/re, przy czym rezystan−
cja wejściowa jest bardzo mała, równa re.
O " wewnętrznej rezystancji emiterowej "
re szeroko mówiliśmy w jednym z po−
przednich odcinków.
W praktyce zazwyczaj nie stosujemy
zasilania podwójnym napięciem, tylko
stosujemy układ podobny do tego z ry−
sunku 1 (na początku artykułu). Wróćmy
do niego. Dzielnik RB1, RB2 ustala napięcie
na bazie. Obecność kondensatora CB
gwarantuje, że na bazie nie ma żadnych
napięć zmiennych (gdyby nawet pojawiły
się niewielkie zmiany wynikające ze zmian
prądu bazy, kondensator je odfiltruje).
Dla przebiegów zmiennych baza jest
38
zwarta z masą. Możemy i powinniśmy
przyjąć, że napięcie na bazie się nie zmie−
nia − mówiąc slangiem − jest sztywne jak
drut.
Przez tranzystor płynie spoczynkowy
prąd stały wyznaczony najpierw przez na−
pięcie bazy (ustala to dzielnik RB1, RB2),
a dalej przez napięcie emitera i wartość
rezystora RE. Oczywiście prąd kolektora
jest praktycznie równy prądowi emitera
(pomijamy niewielki prąd bazy).
A teraz odpowiedz: jaka będzie rezy−
stancja wejściowa wzmacniacza z rysun−
ku 1 dla przebiegów zmiennych? Czy bę−
dzie równa RE czy raczej re? A może su−
mie RE+re?
Masz problem?
Nie czytaj na razie dalszego ciągu −
spróbuj samodzielnie znaleźć odpowiedź.
Będzie to mały teścik, na ile naprawdę
czujesz zależności w układach tranzysto−
rowych.
...
No i do czego doszedłeś?
Na podstawie rysunku 1 powinieneś
narysować schemat zastępczy dla prze−
biegów zmiennych − celowo nie zamieści−
łem tego rysunku na tej stronie, żeby Ci
nie ułatwiać zadania. Punktem
odniesienia − masą, jest baza
tranzystora (w końcu jest to
układ OB). Ponieważ dla przebie−
gów zmiennych kondensator CB
zawiera bazę z minusem zasila−
nia, więc... ostatecznie rezystan−
cja wejściowa jest równa równo−
ległemu połączeniu RE i re − prze−
rysunki
analizuj
starannie
4a i 4b zamieszczone na końcu
artykułu.
Ponieważ
jednak
w praktyce RE ma wartość dużo
większą od re, więc bez sporego
błędu możemy mówić, że rezy−
stancja wejściowa układu z rysunku 1 dla
przebiegów zmiennych jest równa re. Pa−
miętaj, że rezystancja ta zależy od prądu
(re=26mV/Ic) i jej wartość wynosi kilka do
kilkunastu omów.
Tak jest − wzmacniacz OB ma bardzo
małą rezystancję wejściową (dla porów−
nania przypominam, że układ OE ma rezy−
stancję β*re). Wbrew pozorom nie jest to
dyskwalifikującą wadą. Po pierwsze układ
OB wykorzystywany jest przede wszyst−
kim w układach w.cz., a tam oporności ro−
bocze są rzędu 50 czy 75Ω i stosunkowo
łatwo można dopasować oporność wej−
ściową tranzystora do typowej oporności
roboczej 50 czy 75Ω. Można to robić na
kilka sposobów, między innymi dodając
rezystor RE1 wg rysunku 5. Co prawda
zmniejsza to wzmocnienie, ale zwiększa
rezystancję wejściową i liniowość stop−
nia. Można też dopasować oporności ina−
czej, za pomocą elementów L, C. Nie bę−
dziemy się w to wgłębiać, bo okazałoby
się, że przy większych częstotliwościach
trzeba uwzględniać także wewnętrzne
pojemności, i oporność wejściowa nie
jest wtedy czystą rezystancją.
Rys. 5
Po drugie, ze względów, o których
opowiem Ci za chwilę, wzmacniacz OB
pozwala na pracę przy częstotliwościach
zdecydowanie wyższych, niż układ OE.
Stąd układ OB stosowany jest tam, gdzie
trzeba uzyskać dużą szybkość stopnia,
czyli szerokie pasmo przenoszonych czę−
stotliwości. Dotyczy to zarówno typo−
wych wzmacniaczy w.cz., jak i wszelkich
szybkich wzmacniaczy.
I to w zasadzie wszystko, co powinie−
neś wiedzieć o układzie OB. Wzmacnia−
czy w układzie OB praktycznie nie bę−
dziesz stosował. Chyba, że chcesz budo−
wać wzmacniacze na zakres wysokiej
częstotliwości. Ale to jest dość trudne za−
danie, więc będziesz się musiał jeszcze
sporo nauczyć.
Gdzie te wzmacniacze?
Czy po zapoznaniu się z podstawowy−
mi konfiguracjami wzmacniaczy tranzy−
storowych nie masz przypadkiem uczucia
niedosytu? Zarówno w szkole, jak i w na−
szym cyklu wałkujemy szczegółowo te
nieszczęsne wzmacniacze OE, OC, OB.
I co?
Gdy weźmiesz do ręki schemat jakie−
goś " prawdziwego " wzmacniacza, na
przykład Giganta 2000 (przedruk z Elekto−
ra w poprzednim numerze EdW str. 14),
to nie doszukasz się poznanych właśnie
elementarnych stopni OC, OE, OB. No,
może uda Ci się zidentyfikować parę
tranzystorów w układzie OC, ale... w ob−
wodach stabilizatorów napięcia. Może
rozpoznasz jeszcze jakieś źródła prądo−
we... I chyba nic poza tym!
Czarna rozpacz!? Dziesiątki tranzysto−
rów są połączone w jakiś pokrętny spo−
sób, a Ty prawie nic z tego nie rozumiesz.
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 7/99
Pierwsze kroki
Tak to jest w życiu. Choć znajomość
wzmacniaczy OC, OE, OB jest wręcz nie−
zbędna, jest to dopiero wstęp do wiedzy
o wzmacniaczach. Właśnie artykuł z Elek−
tora i zamieszczone tam rozważania pro−
jektowe znakomicie to udowadniają. Aby
samodzielnie zaprojektować tranzystoro−
wy wzmacniacz mocy do domowego ze−
stawu audio lub do dyskoteki, nie wystar−
czy poznać konfiguracje OC, OE, OB. Wy−
magana jest bardzo rozległa wiedza, i to
nie tylko o podstawowych układach, blo−
kach i " chwytach " . Tranzystor tranzystoro−
wi nie równy. W ekstremalnych warun−
kach pracy, przy dużych mocach, napię−
ciach i prądach, dają o sobie znać dodat−
kowe cechy zarówno zastosowanych roz−
wiązań układowych, jak i użytych podze−
społów. Dlatego niełatwo zaprojektować
dobry wzmacniacz tranzystorowy. Po za−
projektowaniu własnego wzmacniacza,
a nawet po skopiowaniu jakiegoś znane−
go z literatury, zazwyczaj pojawiają się
przykre niespodzianki w postaci samo−
wzbudzenia, nadmiernych zniekształceń
i podwyższonych szumów. I dopiero wte−
dy zaczyna się problem − co zrobić, by zli−
kwidować te wady? Niektórzy próbują
znaleźć rozwiązanie " na macanego " , me−
todą ślepca, inaczej mówiąc metodą prób
i błędów. Tylko nieliczni doświadczeni
konstruktorzy mają na tyle dużą wiedzę,
żeby przeanalizować zagadnienie " od ko−
rzeni " i od razu obliczyć oraz zapropono−
wać sensowny układ. W ramach niniej−
szego cyklu nie sposób przekazać całej
wiedzy o wzmacniaczach, zwłaszcza że
w dużej mierze opiera się ona na indywi−
dualnych doświadczeniach. Nie znaczy to
jednak, iż nie warto próbować, zaczyna−
jąc od prostszych konstrukcji, o mniejszej
mocy. Eksperymentować trzeba! Nawet
nieudane próby czegoś uczą. Wcześniej
trzeba jednak poznać kolejne elementar−
ne cegiełki, stosowane do budowy
" prawdziwych " wzmacniaczy. Zajmijmy
się kilkoma takimi cegiełkami.
Kaskoda
Czy słyszałeś o zjawisku (lub pojemno−
ści) Millera? Informacje na ten temat
znajdziesz w każdym podręczniku elek−
troniki. Nie będę Ci tłumaczył szcze−
gółów. Omówimy problem w sposób
uproszczony. Odszukaj w EdW 11/98 na
stronie 65 rysunek 3 przedstawiający
schemat − model tranzystora (Ebersa−
Molla). Możesz także zerknąć na zamie−
szczony tam rysunek 4. Nietrudno się do−
myślić, że obecność pojemności między
kolektorem a emiterem ma niekorzystny
wpływ na właściwości wzmacniacza.
Wraz ze wzrostem częstotliwości opor−
ność (reaktancja pojemnościowa) kon−
densatora maleje − a więc przy większych
częstotliwościach zmiany napięcia kolek−
tora przenoszą się przez nią z powrotem
na bazę, zmniejszając wzmocnienie. Czy
zawsze?
Na pewno zjawisko to najsilniej wystę−
puje właśnie w układzie OE, bo sygnały
użyteczne występują tam na kolektorze
i na bazie. W układzie OC na kolektorze
tranzystora sygnały zmienne nie wystę−
pują, więc nie powinno być tego proble−
mu. Podobnie... no właśnie... w układzie
OB też nie ma problemu, bowiem na ba−
zie nie występują sygnały zmienne. Dla
przebiegów zmiennych baza jest zwarta
do masy i to, co ewentualnie przeniesie
się z kolekto−
ra przez po−
jemność, zo−
staje zwarte
do masy.
Rzeczywi−
ście, wzmac−
niacz OE ma
w
zakresie
wysokich
częstotliwo−
ści właściwo−
ści znacznie
gorsze, niż
wzmacniacz
z tym samym
tranzystorem
w
układzie
OC lub OB.
A wszystko
ze względu
na tę szkodli− Rys. 6
wą pojemność między kolektorem a bazą
i szkodliwy sygnał ujemnego sprzężenia
zwrotnego przenoszący się z kolektora na
bazę. Jednak wzmacniacz OE ma cenne
zalety. Szkoda z nich rezygnować. Aby
wyeliminować szkodliwy wpływ wspo−
mnianej pojemności, należałoby wyna−
leźć taki wzmacniacz OE, w którym zmia−
ny napięcia na kolektorze są jak najmniej−
sze. Niemożliwe? Wzmacniacz taki
(w wersji bardzo uproszczonej) pokazany
jest na rysunku 6a. Taki dwutranzystoro−
wy układ nazywamy kaskodą (nie pomyl
z kaskadą). Zauważ, że dolny tranzystor
(T1) pracuje w układzie OE, a górny (T2) −
OB. Co najważniejsze, choć prąd kolekto−
rów obu tranzystorów zmienia się w takt
sygnału, napięcie na kolektorze dolnego
tranzystora jest praktycznie niezmienne,
cały czas o około 0,6V mniejsze od napię−
cia U1. A jeśli zmiany napięcia na kolekto−
rze są bardzo małe, to szkodliwy wpływ
pojemności kolektor−baza tego dolnego
tranzystora jest znacząco zredukowany.
Czyli dolny tranzystor pracuje w układzie
OE, ale zmiany napięcia na jego kolekto−
rze są minimalne, bo pracuje on na nie−
wielkie obciążenie re górnego tranzystora
− porównaj rysunek 6b. Górny tranzystor
to najprostszy przykład realizacji wzmac−
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 7/99
niacza OB. Można powiedzieć, że dolny
tranzystor wzmacnia prąd, a górny napię−
cie. Dzięki takiemu połączeniu, kaskoda
łączy zalety układów OB i OE i jest stoso−
wana zwłaszcza we wzmacniaczach wy−
sokiej częstotliwości i szerokopasmo−
wych. Kaskoda pozwala na uzyskanie du−
żych napięć wyjściowych dzięki zastoso−
waniu wysokonapięciowego górnego
tranzystora (nawet o niezbyt dobrych pa−
rametrach) i dobrego dolnego tranzysto−
ra, który w dużym stopniu decyduje
o właściwościach całego stopnia. Tyle
powinieneś wiedzieć o kaskodzie.
Darlington
Z określeniem tranzystor Darlingtona,
albo krócej (i nieprecyzyjnie) Darlington
lub darlington, na pewno się już spotka−
łeś. Może uważasz, że ten " darlington " to
rodzaj tranzystora o bardzo dużym
wzmocnieniu. Sugeruje to wiele dzisiej−
szych katalogów. Tymczasem gość o na−
zwisku Darlington nie wynalazł nowego
typu tranzystora, tylko wykombinował
genialnie prosty układ. Połączył mianowi−
cie dwa tranzystory. Uzyskał element,
który zachowuje się jak zwykły tranzy−
stor, ale ma bardzo duże wzmocnienie
prądowe. Typowy układ Darlingtona
w wersjach NPN i PNP zobaczysz na ry−
sunku 7.
Zauważ, że ten twór zachowuje się tak
jak zwykły tranzystor. Znaczącą różnicą
jest tylko większe napięcie UBE wymaga−
ne do jego otwarcia (dwukrotnie większe
niż w zwykłym tranzystorze). Co bardzo
ważne, wynalazek ten ma bardzo duże
wzmocnienie prądowe: β = β1 * β2.
Sprawdź − już przy wzmocnieniu każdego
z tranzystorów równym 50, wypadkowe
wzmocnienie prądowe wyniesie 2500!
A przy β1=β2=200 wzmocnienie wynosi
40 tysięcy!
Rewelacja!
39
Pierwsze kroki
Rys. 7
A przecież możliwe jest też połączenie
trzech tranzystorów wg rysunku 8 i wte−
dy wzmocnienie prądowe będzie rzędu
milionów! Jeśli tak, to dlaczego wszyst−
kie produkowane dziś tranzystory nie są
tymi cudownymi " darlingtonami " ?
Rys. 8
Stop! Nie przesadzaj! Znów nic za dar−
mo! Owszem, produkowane dziś darling−
tony mają duże wzmocnienie, ale za to są
generalnie bardzo wolne. O ile tak zwany
" tranzystor małej mocy, małej częstotli−
wości " , na przykład BC108 czy BC548 ma
częstotliwość
graniczną
rzędu
300...500MHz, a zwykły tranzystor " dużej
mocy, małej częstotliwości " też ma czę−
stotliwość graniczną znacznie powyżej 1
megaherca, o tyle ogromna większość
darlingtonów mocy może pracować jedy−
nie do częstotliwości 10...50kHz. Zobacz
rysunek 9 na str. 37 w EdW 1/99. Tak
więc darlingtony są dobre jedynie do spe−
cyficznych zastosowań: w obwodach
Rys. 9
40
prądu stałego i przy sto−
sunkowo małych często−
tliwościach. Ze względu
na swe lenistwo nie są
stosowane nawet do
wzmacniaczy mocy audio
wyższej klasy. Ta ospa−
łość darlingtonów zwięk−
sza poziom zniekształceń;
jest on zauważalnie więk−
szy niż we wzmacnia−
czach tranzystorowych ze
" zwykłymi " tranzystorami, a tym bardziej
z MOSFET−ami.
Kiedyś zdecydowanie zalecano, by
przy samodzielnym składaniu darlingtona
z dwóch tranzystorów, dodać rezystor,
jak pokazuje rysunek 9. W przypadku
tranzystorów germanowych było to po−
trzebne ze względu na duże prądy
zerowe, płynące także przy braku
prądu bazy. We współczesnych tran−
zystorach krzemowych w tempera−
turze pokojowej prądy zerowe są na−
prawdę małe, rzędu nanoamperów
i nie ma konieczności stosowania ta−
kiego rezystora. Jedynie w przypad−
ku, gdyby tranzystor T1 miał wysoką
temperaturę złącza, rezystor taki
może być potrzebny.
Czasem jednak stosuje się taki
rezystor do zwiększenia szybkości wyłą−
czania. Chodzi o to, by szybciej usunąć
nośniki z obszaru bazy T2. Rezystor przy−
spiesza ten proces. W takim przypadku
czym ten rezystor ma mniejszą wartość,
tym szybciej następuje wyłączenie. Nale−
ży tylko pamiętać, że dodanie rezystora
zmniejsza wzmocnienie prądowe darling−
tona − mówiłem Ci nie raz − nic za darmo.
Niekiedy w literaturze spotyka się
symbol " darlingtona "
jak na rysunku 10, su−
gerujący, że chodzi tu
o pojedynczy ele−
ment, a nie układ
składający
się
z dwóch tranzysto−
rów. Dlatego zamiast
" układ Darlingtona " ,
obecnie coraz czę−
ściej mówi się " tranzy−
stor Darlingtona " lub
po prostu darlington −
na rynku znajdziesz
mnóstwo takich " tran− Rys. 4
zystorów " .
Produkowane są także elementy za−
wierające układ
z rezystorem jak
na rysunku 9.
Oprócz zwy−
kłego, klasyczne−
go układu darling−
tona, w praktyce
często jest uży−
Rys. 10
wany darling−
ton " komple−
mentarny " −
zobacz rysu −
nek 11.
Zapamiętaj
PNP
NPN
ten układ, bo
będziesz go
Rys. 11
często stosował −
istotną różnicą w stosunku do układu
z rysunku 7 jest to, że do otwarcia " kom−
plementarnego " darlingtona wystarczy
napięcie UBE około 0,6V, jak w zwykłym
tranzystorze, a do otwarcia " klasycznego "
darlingtona napięcie UBE jest dwukrotnie
większe.
Nie zapomnij też, że zarówno w " zwy−
kłych " darlingtonach (wg rysunku 7), jak
i " komplementarnych " (rys. 11), nawet
przy wysterowaniu dużym prądem bazy,
napięcie " nasycenia " kolektor−emiter nie
będzie mniejsze niż 0,6...0,9V, zależnie
od warunków pracy. W pojedynczym
tranzystorze napięcie nasycenia wynosi
kilka do kilkuset miliwoltów. W darlingto−
nach jest inaczej. Napięcie UCE tranzysto−
ra wyjściowego nie może spaść poniżej
0,6...0,8V − gdyby było niższe, nie mógłby
płynąć prąd bazy T2, który w każdym
przypadku musi płynąć przez (nasycony)
tranzystor T1. O tym zawsze pamiętaj −
są układy, gdzie muszą być stosowane
zwykłe tranzystory właśnie ze względu
na to znaczne napięcie nasycenia darling−
tonów.
W następnym odcinku opowiem Ci
o kolejnych typowych " cegiełkach " , sto−
sowanych do budowy praktycznych
wzmacniaczy.
Piotr Górecki
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 7/99
Podstawy
Tranzystory polowe
MOSFET
TRANZYSTORY dla POCZĄTKUJĄCYCH
W poprzednim odcinku podane były nie−
zbędne dla każdego elektronika−hobbysty
informacje o tranzystorach polowych złą−
czowych. W dwóch najbliższych odcinkach
zamieszczono wszystkie wiadomości po−
trzebne do praktycznego wykorzystania
tranzystorów MOSFET.
Zapoznałeś się już z JFET−ami, jednak jak
wspominałem, obecnie straciły one popular−
ność i są rzadko wykorzystywane. Również
i Ty nieporównanie częściej będziesz używał
MOSFET−ów, niż JFET−ów. I mam dobre wia−
domości – ze zrozumieniem działania MO−
SFET−a nie będziesz miał żadnych kłopotów,
a ich stosowanie okazuje się znacznie prostsze
niż “zwykłych” tranzystorów bipolarnych. Są
to naprawdę bardzo przydatne elementy i war−
to je stosować, gdzie to tylko możliwe.
Na dobry początek zapomnij o MOSFET−
ach z kanałem zubożonym (depletion mode).
MOSFET−y z kanałem zubożonym przypo−
minają parametrami JFET−y: przy zwarciu
bramki ze źródłem są otwarte, żeby je za−
mknąć, trzeba na bramkę podać napięcie, po−
wiedzmy, ujemne. Takich tranzystorów prak−
tycznie nie spotkasz.
W praktyce spotyka się tylko tranzystory
MOSFET z kanałem wzbogaconym (enhace−
ment mode). Te typowe MOSFET−y działają
podobnie, jak znane ci tranzystory bipolarne.
Gdy bramka jest zwarta do źródła − tranzy−
stor nie przewodzi, gdy na bramkę zostanie
podane napięcie o “właściwej” polaryzacji –
przewodzi. Co ważne, to napięcie nie jest ja−
kieś tam ujemne, jak w J−FET−ach. Nic się
jednak nie stanie, gdy spolaryzujemy bramkę
napięciem odwrotnym – po prostu tranzystor
dalej będzie zatkany. Podstawowe układy
pracy MOSFET−ów z kanałem n i p zoba−
czysz na rysunku 14.
Tym razem w obwodzie bramki nie ma
żadnej diody. Bramka jest odizolowana od
Elektronika dla Wszystkich
przewodzącego prąd kanału za pomocą dwu−
tlenku krzemu (oznacza to przy okazji, że
między bramką a kanałem tworzy się kon−
densator). Obwód bramki nie pobiera więc
prądu. Mamy do czynienia ze sterowaniem
napięciowym. MOSFET jest bardzo szybki –
zmiana napięcia na bramce powodują zmianę
prądu w ciągu niewielu nanosekund.
Rys. 14 Podstawowe układy pracy
Podstawowe właściwości
Najważniejszymi parametrami MOSFET−a są:
➤ dopuszczalne napięcie dren−źródło,
oznaczane UDSmax
➤ maksymalny prąd drenu IDmax
➤ napięcie progowe otwierania, oznacza−
ne UGSth
➤ rezystancja między drenem a źródłem
w stanie (całkowitego) otwarcia RDSon lub
RDS(on)
Sens pierwszego parametru jest oczywisty.
Zbyt duże napięcie dren−źródło spowoduje
przebicie i nieodwracalne uszkodzenie tran−
Część 22
zystora. Drugi parametr też nie budzi wątpli−
wości – przy zbyt dużym prądzie w tranzysto−
rze przepaleniu może ulec nie tylko struktura,
ale i wewnętrzne połączenia. Trzeba tylko pa−
miętać, iż w katalogu obok maksymalnego
ciągłego prądu drenu podaje się też znacznie
większy prąd szczytowy (impulsowy).
Trzeci parametr również jest łatwy do zro−
zumienia. UGSth (gdzie th pochodzi od thre−
shold – próg) to napięcie bramka−źródło, przy
którym tranzy−
stor zaczyna się
otwierać, a kon−
kretnie, gdy prąd
drenu ma war−
tość 1mA. Moż−
na przyjąć, że
przy napięciach
bramki mniej−
szych niż UGSth
tranzystor jest
całkowicie za−
tkany – prąd dre−
nu nie płynie,
a
rezystancja
między drenem
a źródłem − RDS
− jest ogromna
(wiele megao−
mów). Przy zwiększaniu napięcia powyżej
UGSth tranzystor otwiera się coraz bardziej,
a rezystancja RDS maleje. Nie można jej jed−
nak zmniejszyć do zera, a jedynie do wartości
rzędu ułamków oma lub pojedynczych omów.
I to jest właśnie czwarty parametr: najmniej−
sza rezystancja w pełni otwartego tranzystora.
Podaną w katalogu małą rezystancję RDSon
uzyskuje się przy napięciu bramki (UGS),
równym zazwyczaj 10V. Zwiększenie napię−
cia UGS do 15V nie zaszkodzi, ale i nie
zmniejszy już znacząco rezystancji RDson. Tu
na marginesie ważna informacja − ZAKRES
DOPUSZCZALNYCH NAPIĘĆ UGS WYNOSI DLA
39
Podstawy
MOSFET−ÓW
±15...±20V.
Zapamiętaj to!
W każdym razie nawet przy pełnym
otwarciu (podaniu na bramkę znacznego
napięcia), między drenem a źródłem wystę−
puje jakaś niewielka rezystancja. Przy prze−
pływie prądu spowoduje ona powstanie
spadku napięcia na tranzystorze, a także
nieuniknione straty mocy. Rezystancja RD−
Son jest więc w pewnym sensie odpowiedni−
kiem napięcia nasycenia, znanego z tranzy−
storów bipolarnych.
Oczywiście ideałem byłby tranzystor
MOSFET o jak największym napięciu
UDSmax i jak najmniejszej rezystancji RDSon.
Niestety, rezystancja RDson jest zdecydowa−
nie większa w tranzystorach o wyższym do−
puszczalnym napięciu UDSmax. W praktyce
oznacza to, że nie warto stosować MOSFET−
ów z większym niż to konieczne napięciem
UDsmax.
Oto przykład. Jeśli przez w pełni otwarty
tranzystor BUZ11 popłynie ciągły prąd
o wartości 5A, to napięcie UDS. wyniesie ty−
powo tylko
UDS. = 0,04Ω * 5A = 200mV
Straty mocy wyniosą zaledwie:
P = 200mV * 5A = 1W
Jak wiadomo, tranzystor w obudowie
TO−220 bez radiatora może rozproszyć
1...1,5W mocy strat. Żaden radiator nie jest
więc potrzebny. Jeśli jednak przy takim
samym prądzie miałby pracować tranzystor
BUZ60 (400V, 5,5A, 1Ω), wtedy spadek
napięcia wyniesie 5A*1Ω=5V, a straty
mocy aż 25W. Tu potrzebny będzie so−
lidny radiator.
Zapamiętaj też raz na zawsze, iż tranzysto−
ry z kanałem p mają większą rezystancję
RDSon, niż podobne z kanałem n (między inny−
mi dlatego są zdecydowanie rzadziej stoso−
wane). W tabeli 1 znajdziesz podstawowe pa−
rametry kilku popularnych tranzystorów mo−
PRAKTYCZNIE WSZYSTKICH
Tabela 2 – MOSFET−y małej mocy
Kanał
N
N
N
N
N
P
P
P
P
Typ
BS170
BS107
VN0300L
VN2406L
VN2410L
BS208
BS250
BSS92
BSS84
UDSmax
60
200
60
240
240
200
45
200
50
IDmax
0,3
0,13
1
0,5
0,5
0,2
0,18
0,15
0,13
RDSon
5
26
1,2
6
10
14
14
20
10
cy w obudowach TO−220, a w tabeli 2 – tran−
zystorów małej mocy w obudowie TO−92.
Zwróć uwagę na zależność RDSon i UDsmax.
Charakterystyki
W katalogach występuje wiele parametrów
i charakterystyk. Nie wszystkie są dla Ciebie
jednakowo ważne. Na rysunku 15 znaj−
dziesz skopiowaną z katalogu charakterysty−
kę wyjściową popularnego MOSFET−a N mo−
cy typu BUZ11.
Rys. 15 BUZ11 charakterystyka wyj−
ściowa
Linią przerywaną zaznaczono tzw. hiperbolę
mocy, pokazującą dopuszczalną
Tabela 1 – MOSFET−y dużej mocy
moc strat. Przebieg krzywych (po−
Kanał
Typ
UDsmax [V] IDmax [A] RDson [Ω]
ziome odcinki) wskazuje, że rów−
nież MOSFET przy mniejszych prą−
N
BUZ10
50
23
0,07
dach może być użyty do budowy
N
BUZ11
70
30
0,04
źródeł prądowych.
N
BUZ71A
50
12
0,12
N
BUZ74
500
2,4
3
Nie jest to jednak najważniejsza
N
BUZ74A
500
2,1
4
charakterystyka. Znacznie istotniej−
N
BUZ77A
600
2,1
4
szy jest typowy przebieg charakte−
N
BUZ90
600
4,5
1,6
rystyki przejściowej, pokazany na
N
IRF520
100
9,2
0,27
rysunku 16. Słusznie się domy−
N
IRF530
100
14
0,16
ślasz, że kluczowe znaczenie ma
N
IRF540
100
28
0,077
wartość napięcia progowego, przy
N
IRF640
200
18
0,18
którym tranzystor zaczyna się
N
IRF740
400
10
0,55
otwierać (gdy prąd ma “standardo−
N
IRF840
500
8
0,85
wą” wartość 1mA). Analogicznie
P
BUZ171
50
8
0,3
jak w JFET−ach, napięcie to nie jest
P
BUZ271
50
22
0,15
ściśle określone. Występuje nie tyl−
P
BUZ172
100
5
0,6
ko znaczny rozrzut między egzem−
P
BUZ173
200
3
1,5
plarzami, ale także daje się zauwa−
P
IRF9530
100
12
0,3
żyć znaczny wpływ temperatury.
P
40
IRF9540
100
19
0,2
Rysunek 17 wskazuje, że napięcie progowe
tranzystora BUZ11 może wynosić w skraj−
nych przypadkach 1,5...4,5V. Analogiczne
charakterystyki bardzo popularnego małego
tranzystora BS170 pokazane są na rysunku
18. Tu napięcie progowe może wynosić
0,5...2,4V.
Teraz bardzo uważaj! Choć tranzystor
MOSFET zaczyna się otwierać przy jakimś
napięciu UGSth, jednak do pełnego otwar−
cia jest wymagane napięcie znacząco
większe niż UGSth. Niektóre tranzystory po−
trzebują trochę więcej napięcia UGS, by prąd
wzrósł np. o 1A, inne trochę mniej. Oczywi−
ście nie nazywamy tego czułością, tylko
KONDUKTANCJą PRZEJŚCIOWą. W katalo−
gach podaje się wartość konduktancji przej−
ściowej, ale nie jest to parametr najistotniej−
szy. Ponieważ MOSFET−y najczęściej pra−
cują dwustanowo, jako przełączniki – zatka−
ny/otwarty, ważniejsza jest informacja, ja−
kie napięcie jest wymagane, żeby go
w pełni otworzyć. Jeśli na przykład jakiś
egzemplarz BUZ11 będzie miał napięcie
progowe 4V, to do jego pełnego otwarcia
nie wystarczy napięcie 5V, typowe dla wie−
lu układów cyfrowych. Na pewno wystar−
czy 9V, a przy 12V rezystancja RDS może
nawet być nieco mniejsza niż podana w ka−
talogu RDSon. W przypadku tranzystorów
małej mocy, np. BS170, nie ma tego proble−
mu, bo napięcie UGSth nie przekracza 2,4V.
Rys. 16 BUZ11 charakterystyka przej−
ściowa
Wniosek jest prosty: napięcie 5V jest za
małe do pełnego otwarcia niektórych egzem−
plarzy MOSFET−ów mocy. Jeśli nie ma moż−
liwości zwiększenia napięcia sterującego po−
dawanego na bramkę, należy sprawdzić, czy
dany egzemplarz wystarczająco otworzy się
przy napięciu bramki równym 5V. Inną moż−
liwością jest zastosowanie specjalnych MO−
SFET−ów z obniżonym napięciem progo−
wym, które na pewno całkowicie się otworzą
przy napięciu bramki równym 5V.
Ciąg dalszy na stronie 93
Elektronika dla Wszystkich
Podstawy
Ciąg dalszy ze strony 40
Przykładowo, obok tranzystorów BUZ10 pro−
dukowane są tranzystory BUZ10L o napięciu
UGSth w zakresie 1,5...2,5V (podobnie
BUZ11AL).
Nie tłumaczę Ci tutaj problemów odpro−
wadzania ciepła i stosowania radiatorów.
Zależności są identyczne jak w zwykłych
tranzystorach i układach scalonych; w kata−
logu znajdziesz wartość rezystancji termicz−
nej Rthjc oraz wykresy przedstawiające za−
leżność mocy traconej i prądu drenu od tem−
peratury. Temat rezystancji cieplych i radia−
torów był wyczerpująco omówiony w EdW
7/98...9/98 oraz EdW 12/99 str. 34.
Wypadałoby jeszcze wspomnieć o pewnej
właściwości, która odróżnia MOSFET−y od
tranzystorów bipolarnych. W bipolarnych
wzrost temperatury powoduje zwiększanie
prądu kolektora, co na przykład uniemożli−
wia bezpośrednie połączenie równoległe kil−
Rys. 17 BUZ11 rozrzuty napięcia
progowego
Rys. 18 Charakterystyki BS170
stopni wyjściowych wzmacniaczy mocy au−
dio.
Tyle w tym odcinku. Na pewno podobają
Ci się MOSFET−y i zdecydowany jesteś je
często stosować.
Słusznie!
Powinieneś jednak wiedzieć, że
MOSFET−y także mają swoje wady. Omówi−
my je za miesiąc.
Piotr Górecki
ku tranzystorów (potrzebne są rezystory wy−
równawcze w emiterze – bez nich przy du−
żym obciążeniu poszczególne tranzystory bę−
dą się przepalać po kolei). W całkowicie
otwartych MOSFET−ach rezystancja rośnie
wraz z temperaturą – ilustruje to rysunek 19.
W sumie oznacza to, że można bezpośrednio
łączyć równolegle kilka podobnych
MOSFET−ów, ale
REKLAMA · REKLAMA · REKLAMA · REKLAMA
ze względu na roz−
rzut napięcia UGSth
nie w układach li−
niowych,
tylko
Z OFERTY AVT
w przełączających,
gdzie na bramki po−
dawane jest znacz−
ne napięcie otwie−
rające je całkowi−
cie. W praktyce nie
będziesz
łączył
MOSFETów ani
równolegle,
ani
szeregowo – spo−
śród przebogatej
oferty wybierzesz
od razu tranzystor
o potrzebnym Ci
Cena 700zł
* 650zł dla prenumeratorów EdW
prądzie i napięciu.
Na razie niewie−
5MHz dla sygnałów zmiennych
Maksymalna częstotliwość próbkowania
le mówi Ci też in−
(0,5MHz dla sygnałów pojedynczych)
Szerokość pasma wejściowego przedwzmacniacza
1MHz (− 3dB przy 1V/działkę)
formacja,
że
Impedancja wejściowa
1MΩ/20pF
w MOSFET−ach
Maksymalne napięcie wejściowe
100V (AC+DC)
nie występuje zja−
0,1mV do 180V dokładność 2%
Maksymalny impuls i zakres DC
(1mV do 600V z sondą x10)
wisko tzw. drugie−
−73dB do +40dB dokładność ±0,5dB
Zakres dB (0dB = 0.775v)
go przebicia (se−
(do 60dB z sondą x10)
cond breakdown).
0,1mV do 80V (do 400V RMS
Zakres TRUE RMS (tylko AC)
z sondą x10) dokładność 2,5%
Wiedz jednak, że
Podstawa czasu
od 20s do 2µs / działkę
dzięki temu MO−
Czułość wejściowa
od 5mV do 20V / działkę
SFET−y są bardziej
Wyjście kalibracyjne
1kHz/5Vtt
Napięcie zasilania
9VDC/300mA niestabilizowane
odporne na nie−
Akumulatorki (w komplecie)
NiCd / NiMH − 5szt.
sprzyjające warun−
Wymiary
105 x 220 x 35mm
Waga
395g bez baterii
ki pracy i trudniej
je zepsuć. Dotyczy
Do podanych cen należy doliczyć 22% VAT.
AVT Korporacja Dział Handlowy, ul. Burleska 9, 01−939 Warszawa,
to na przykład
Przeno ny oscyloskop HPS5
Rys. 19 BUZ11 zależność RDSon od
temperatury
tel./fax: (0−22) 835−66−88, 835−67−67.
Elektronika dla Wszystkich
93
Pierwsze kroki
część
3
Tranzystory
dla początkujących
Przed miesiącem zrozumiałeś wreszcie z grubsza działanie tranzystora. Na pewno drżysz z niecierpliwości, i zastana−
wiasz się, dlaczego nie tłumaczę ci, jak tranzystor wzmacnia napięcie. Dlaczego tyle uwagi poświęciłem wzmacnianiu prą−
du i dlaczego tak obszernie tłumaczyłem ci sprawę spadków napięć i źródeł prądowych.
Wytrzymaj jeszcze trochę – wszystko poznasz po kolei. Za miesiąc wytłumaczę ci szczegółowo to, na co tak niecierpli−
wie czekasz: mianowicie jak tranzystor wzmacnia napięcie.
Dziś zajmiemy się szczegółowo przede wszystkim wejściem tranzystora, to znaczy złączem baza−emiter. Poznasz kilka
ważnych zagadnień praktycznych. Choć może wydadzą ci się niepotrzebne, jestem przekonany, że już niebawem wyko−
rzystasz je w praktyce. Nie lekceważ podanego materiału, bo są to wiadomości niezbędne do gruntownego zrozumienia
tematu tranzystorów. Nie ukrywam, że chcę cię od razu wrzucić na głębokie wody i przynajmniej zasygnalizować zagadnie−
nia wykraczające poza elementarne podstawy. Jeśli należysz do tych, którzy nie chcą wychylać się poza elementarz, nie
czytaj wszystkiego – na końcu artykułu zamieściłem ramkę z informacjami naprawdę podstawowymi.
PNP i NPN
W poprzednim odcinku jakoś tak samo
wyszło, że obwód baza−emiter w tranzys−
torze zachowuje się ni mniej ni więcej,
tylko tak jak dioda. To nie przypadek – tak
jest naprawdę. Śmiało możesz wyobra−
żać sobie, że tranzystor składa się
z dwóch niezależnych obwodów, czy też
elementów:
obwód baza−emiter zawiera najzwyklej−
szą diodę,
obwód kolektor−emiter zawiera źródło
prądowe.
W poprzednim odcinku, gdy tłuma−
czyłem ci działanie tranzystora na przy−
kładzie gaźnika, doszliśmy do tranzysto−
ra NPN. Na pewno bez problemu zrozu−
miałeś jego działanie. Teraz pomału za−
pomnij o gaźniku, a pamiętaj tylko, że
tranzystor to w rzeczywistości źródło
•
•
prądowe sterowane prądem bazy. Jeśli
przyswoisz sobie tę definicję, nie bę−
dziesz miał żadnych kłopotów z tranzys−
torem PNP.
Jego działanie jest takie same, jak
tranzystora NPN, inny jest tylko kieru−
nek przepływu prądów. Kierunki prą−
dów w obu tranzystorach możesz zo−
baczyć na rysunku 12 . Zapamiętaj raz
na zawsze, że strzałka w s y m b o l u t r a n −
zystora (w obwodzie emitera) wskazu −
je kierunek przepływu prądu (od dodat −
niego do ujemnego bieguna źródła za −
silania) .
Celowo rysuję ci tranzystor PNP
w sposób pokazany na rysunku 13a, a nie
w sposób z rysunku 13b.
Czy sam potrafisz odpowiedzieć, dla−
czego? Przecież na różnych schematach
spotyka się sposób z rysunku 13b.
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 3/98
Rys. 12.
27
Pierwsze kroki
Żadnego błędu w ta−
kim narysowaniu nie ma,
ja tylko chciałbym cię od
początku przyzwyczaić
do zdrowych zasad. Cho−
dzi tylko i wyłącznie
o sposób rysowania
schematów. Na pewno
zauważyłeś, że niektóre
schematy narysowane są
jakoś tak fajnie, w prze−
jrzysty sposób, że już na
pierwszy rzut oka widać,
jak działa dany układ,
a przy okazji można się
zorientować, jakie są na−
pięcia stałe w poszcze−
gólnych punktach układu.
Inne schematy nary−
sowane są w jakiś po−
krętny, bardzo zawikłany
sposób, i trzeba się du−
żo nabiedzić, żeby się
zorientować, jak taki
układ funkcjonuje, a na
Rys. 14a.
pewno ze sposobu nary−
sowania nie wynikają
żadne wnioski, odnośnie napięć stałych
w układzie.
Jeszcze raz podkreślam, że różnica po−
lega tylko na sposobie narysowania sche−
matu.
Rys. 13.
Żeby schemat był w miarę przejrzysty
warto przestrzegać podstawowych
zasad:
– „prądy zasilania na schemacie” powin−
ny płynąć z góry na dół
– „sygnały na schemacie” powinny
przebiegać z lewej strony na prawą.
– w miarę możliwości punkty o napięciu
bardziej dodatnim powinny być naryso−
wane wyżej niż punkty o napięciu niż−
szym.
Rysunek 14 pokazuje dwa sposoby
narysowania schematu ideowego tego
samego układu. Pierwszy uwzględnia po−
wyższe zasady, drugi nie. Który ze sche−
matów jest łatwiejszy do analizy?
Sprawa jest o tyle aktualna, że w sche−
matach nadsyłanych do Redakcji przez Czy−
telników, zwłaszcza do Szkoły Konstrukto−
rów, często spotykam „kwiatki” podobne
do rysunku 14b.
Przyzwyczaj się więc do podanych
zdrowych reguł i uwzględniaj je przy ryso−
28
waniu swoich schematów. Wtedy bę−
dziesz rysował tranzystor PNP tak, jak na
rysunku 13a, a nie według rysunku 13b.
To była dygresja na marginesie – spo−
sób rysowania schematów nie ma prze−
cież wpływu na działanie tranzystora.
Ułatwia tylko analizę układu.
Zajmiemy się teraz złączem baza−emi−
ter tranzystora. Wiesz już, że tranzystory
PNP i NPN różnią się jedynie kierunkiem
przepływu prądów. Podane dalej wiado−
mości, w równym stopniu dotyczą obu
typów tranzystorów.
Dioda i złącze baza –
emiter
Zaczynamy
od
stwierdzenia, że złą−
cze baza−emiter ma
właściwości zwykłej
diody półprzewodniko−
wej. Żeby dogłębnie
zrozumieć zachowa−
nie tranzystora w ukła−
dzie, i żeby umieć sa−
modzielnie dobrać wa−
runki pracy tranzysto−
ra, musisz dobrze ro−
zumieć działanie i pa−
rametry diody.
Przypomnę ci więc
właściwości diody.
Hydrauliczną analogię
diody znajdziesz na ry−
sunku 15. Zastosowa−
na sprężynka jest bar−
dzo słaba (podatna),
więc do otwarcia
klapki „w słusznym”
kierunku przewodzenia potrzeba niewiel−
kiej siły, a więc niewielkiego ciśnienia.
Pomyśl, to bardzo ważny wniosek: na
takim elemencie nie może wystąpić duży
spadek ciśnienia, bo już małe ciśnienie ot−
wiera klapkę całkowicie, umożliwiając prze−
pływ praktycznie dowolnych ilości wody.
Tak samo jest z diodą. Dioda przepusz−
cza prąd w jednym kierunku. Ten
„słuszny” kierunek nazywamy kierun−
kiem przewodzenia. Już stosunkowo nie−
wielkie napięcie „otwiera” diodę powo−
dując przepływ prądu. Na przewodzącej
diodzie występuje niewielki spadek na−
pięcia. Zauważ, że to napięcie (spadek
napięcia) na przewodzącej diodzie nie
Rys. 14b.
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 3/98
Pierwsze kroki
Rys. 16a.
Rys. 15.
może dowolnie rosnąć. Do pełnego
„otwarcia” diody, czyli nawet przy bardzo
dużych prądach, potrzebne napięcie (spa−
dek napięcia) jest niewielkie.
Być może słyszałeś, że przy napięciu
(przewodzenia) poniżej 0,6V...0,7V dio−
da krzemowa nie przewodzi, a prąd po−
jawia się dopiero dla napięć wyższych
niż te 0,6V...0,7V. Takie są potoczne wy−
obrażenia.
Ale być może słyszałeś, że napięcie na
diodzie jest proporcjonalne do logarytmu
płynącego przez nią prądu. Zapewne nie−
wiele z tego sformułowania rozumiesz.
Moglibyśmy pominąć ten wątek, ale ja
od razu chcę rzucić cię na głębokie wody,
dlatego przyjrzymy się nieco bliżej tej
sprawie.
Obejrzyj sobie charakterystykę prądo−
wo−napięciową diody (czyli zależność na−
pięcia i prądu). Zwykle rysuje się ją w ten
sposób, że na osi poziomej zaznacza się
napięcie, a na osi pionowej – prąd. Taki
sposób narysowania sugeruje, że ustala−
my (wymuszamy) jakieś napięcie na dio−
dzie, i w zależności od tego napięcia,
przez diodę płynie odpowiedni prąd. Tak
jest tylko w teorii (oraz ewentualnie pod−
czas eksperymentów w szkolnej praco−
wni). W praktyce podchodzimy do spra−
wy odwrotnie: oto przez diodę płynie ja−
kiś prąd, i przy przepływie tego prądu na
diodzie występuje jakieś napięcie (spa−
dek napięcia). Jest to tak zwane napięcie
przewodzenia diody. Niezależnie od po−
dejścia, rezultat jest zawsze ten sam: da−
nej wartości prądu odpowiada określona
wartość napięcia i odwrotnie. Zależność
tę możemy zaznaczyć na rysunku – właś−
nie to jest charakterystyka diody w kie−
runku przewodzenia.
Nas w tej chwili interesuje, jak zmienia
się napięcie na diodzie (a właściwie na złą−
czu baza−emiter tranzystora) w zależności
od prądu (prądu bazy tego tranzystora).
Rysunek 16a i b pokazuje charakterys−
tykę tej samej diody, narysowaną na dwa
sposoby. Obie skale na rysunku 16a są li−
niowe, natomiast na rysunku 16b prąd na
osi pionowej zaznaczono w skali logaryt−
micznej, a napięcie, jak poprzednio,
w skali liniowej. Choć wierzyć się nie
chce, jeszcze raz przypominam, że jest to
charakterystyka tej samej diody, tylko na−
rysowana nieco inaczej.
Wystarczy popatrzyć na rysunek b, by
przekonać się, że gdy prąd zaznaczy się
na skali logarytmicznej, to wybitnie krzy−
wa charakterystyka z rysunku a w dziwny
sposób się prostuje, przynajmniej w za−
kresie mniejszych prądów. Właśnie tu
masz czarno na białym logarytmiczną za−
leżność napięcia na diodzie od płynącego
prądu. Nawet jeśli nie wiesz co to jest lo−
garytm (naturalny), nie przeszkodzi ci to
w uchwyceniu sensu mary logarytmicz−
nej – przyjrzyj się po prostu wartościom
prądu oznaczonym na pionowej osi. Prze−
cież mamy prawo zaznaczyć na osi piono−
wej prąd w taki trochę nietypowy sposób
(a może właśnie typowy dla natury), by
dziesięciokrotnej zmianie wartości odpo−
wiadała jedna działka na osi. Nie musisz
się dalej w to wgłębiać, zapamiętaj tylko
i przyjmij do wiadomości, iż profesjonaliś−
ci często wykorzystywali i pomimo ofen−
sywy układów cyfrowych, nadal wyko−
rzystują zależność wyraźnie widoczną na
rysunku 16b do logarytmowania sygna−
łów, a także do analogowego mnożenia,
dzielenia, potęgowania i pierwiastkowa−
nia. Może będzie to dla ciebie zaskocze−
niem, ale właśnie dioda (lub złącze baza−
emiter tranzystora) dobrze nadaje się do
przeprowadzania operacji matematycz−
nych na sygnałach analogowych. Na przy−
kład tę logarytmiczną zależność wyko−
rzystuje zdecydowana większość prze−
tworników prawdziwej wartości skutecz−
nej (ang. True RMS). A przetworniki True
RMS spotkasz w wielu cyfrowych mierni−
kach uniwersalnych lepszej klasy. Tyle
o logarytmowaniu, na razie głębsza wie−
dza na ten temat nie jest ci potrzebna.
Wracajmy do charakterystyki z rysunku
16a. Ja tu ci truję, że masz jakąś skompli−
kowaną logarytmiczną zależność (na co
rzeczywiście wskazuje rysunek 16b), a ty
do tej pory spotykałeś się z popularnym
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 3/98
Rys. 16b.
stwierdzeniem, iż spadek napięcia na
krzemowej diodzie (i tak samo na złączu
baza−emiter tranzystora) ma stałą war−
tość. Jedni podają, że wynosi 0,7V, inni
0,6V, a jeszcze inni podają wartość około
0,6...0,8V. I co? Kto tu kłamie?
W rzeczywistości nie ma tu znaczącej
sprzeczności, ale sprawa wymaga drob−
nego uściślenia.
Popatrz na rysunek 17. Jest to w zasa−
dzie to samo co na rysunku 16a, charak−
terystyka dotyczy jednak tylko prądów
o wartościach do 1mA, a nie jak poprzed−
nio, do 100mA. Zauważ, że zgodnie z ry−
sunkiem 17, dla napięć do 0,5V, prąd dio−
dy rzeczywiście ma bardzo małą wartość.
To samo możesz sprawdzić na rysunku
16b. Pamiętaj, że 1µA (mikroamper), to
jedna milionowa ampera.
Rys. 17.
Sam widzisz, że w wielu sytuacjach
śmiało możemy mówić, że dla napięć po−
niżej 0,5V, dioda praktycznie nie przewo−
dzi prądu.
Trochę inaczej wygląda jednak sprawa
z diodą prostowniczą, a inaczej z obwo−
dem bazy tranzystora. Dla diody prostow−
niczej prąd rzędu 1 czy nawet 10 mikro−
amperów, to prąd wręcz pomijalnie mały.
A dla tranzystora?
W tranzystorach, prąd kolektora pły−
nący podczas normalnej pracy ma zwyk−
le wartość w zakresie od ułamków mi−
liampera do co najwyżej setek miliam−
perów (na razie pomijamy tranzystory
dużej mocy). Uwzględniając, że tranzys−
tor wzmacnia prąd, wychodzi na to, że
prąd bazy tranzystora pracującego w ty−
powym układzie ma wartość od ułam−
29
Pierwsze kroki
ków mikroampera do pojedynczych mi−
liamperów.
Właśnie, w niektórych twoich ukła−
dach prąd bazy może mieć wartość rzę−
du 1 mikroampera lub nawet mniej!
Czyli zgodnie z rysunkiem 16b, dla ta−
kich prądów bazy, napięcie baza−emiter
tranzystora będzie mieć wartość
0,5...0,7V.
Zauważ, że przy tysiąckrotnej zmianie
prądu (bazy), napięcie zmieni się tylko
o około 200mV.
Teraz już chyba zrozumiałeś, iż
w mniej precyzyjnych obliczeniach może−
my przyjąć w uproszczeniu jakąś średnią,
stałą wartość, np. właśnie 0,6V lub 0,65V.
Ot i cała tajemnica!
Proste? Tak, ale my tu trochę uprości−
liśmy sprawę, pomijając bez wahania prą−
dy poniżej 1 mikroampera, mówiąc iż są
to pomijalnie małe wartości. Wyobraź so−
bie, że w profesjonalnych układach loga−
rytmujących użyteczny zakres prądów
często sięga 100pA do 1mA. 100 pi−
koamperów to 0,1 nanoampera czyli jed−
na dziesięciomiliardowa ampera. Ty na ra−
zie nie próbuj myśleć o prądach rzędu pi−
koamperów (i pracować przy takich prą−
dach); pozostaw to zawodowcom.
Wracajmy do tranzystora.
Jak widać z analizowanych charakte−
rystyk, napięcie między bazą i emiterem,
oznaczane UBE, podczas normalnej pra−
cy tranzystora nie przekracza 0,8V. Jeśli
w jakimś realnym układzie byłoby więk−
sze, to tranzystor na pewno jest uszko−
dzony. Przykładowo, jak wynikałoby z ry−
sunku 16, przy napięciu UBE równym 1V,
prąd bazy tranzystora musiałby wynosić
ponad 1A, a tranzystorów o tak dużym
prądzie bazy na pewno nie spotkasz
w swoim życiu.
Zapamiętaj więc ważną informację
praktyczną: jeśli napięcie UBE zwykłego
tranzystora NPN lub PNP (w kierunku
przewodzenia) zmierzone w układzie, wy −
nosi ponad 0,8V, to tranzystor ten
NA PEWNO jest uszkodzony.
Tranzystory mocy
W naszej praktyce używamy zwykle
tranzystorów małej mocy. Chodzi o to, że
w tranzystorze w czasie pracy wydziela
się w postaci ciepła jakaś moc – nazywa−
my ja mocą strat. Małe tranzystory mogą
pracować przy niewielkich prądach kolek−
tora (do 100...300mA), a wydzielana moc
strat nie może być większa niż
0,1...0,6W, zależnie od typu tranzystora.
W niektórych przypadkach musimy
pracować z większymi prądami, a wy−
dzielana moc jest znacznie większa. Wte−
dy stosujemy tranzystory dużej mocy.
Mają one większe obudowy i przystoso−
wane są do przykręcenia do radiatora
chłodzącego.
30
Problemem mocy strat i odprowadza−
nia ciepła zajmiemy się w przyszłości, te−
raz chodzi mi tylko o jedną drobną spra−
wę. Aby uzyskać duże prądy w obwodzie
kolektora, musimy pracować przy odpo−
wiednio dużych prądach bazy. Prądy bazy
będą znaczne, ponieważ tranzystory du−
żej mocy mają zwykle współczynnik
wzmocnienia prądowego mniejszy, niż
tranzystory małej mocy. Jeśli na przykład
wzmocnienie tranzystora mocy wynosi
50, to dla uzyskania prądu kolektora rów−
nego 10A, prąd bazy musi wynieść 0,2A.
Jak myślisz, czy w tranzystorach dużej
mocy napięcie baza−emiter musi być
większe, niż w tranzystorach małej mocy?
Tak wynikałoby z rysunku 16.
Pamiętaj jednak, że rysunek ten doty−
czy jakiejś konkretnej diody, czy konkret−
nego złącza baza−emiter.
Jak myślisz, czy wartość spadku na−
pięcia przy danym prądzie będzie zależeć
od powierzchni tego złącza?
Maleńki tranzystor małej mocy ma
małą powierzchnię złącza, duży tranzys−
tor mocy będzie miał znacznie większą
powierzchnię tego złącza.
Masz rację, o wartości napięcia zade−
cyduje gęstość prądu przypadająca na
jednostkę powierzchni tego złącza.
Wniosek?
Napięcie baza−emiter w tranzystorach
dużej mocy przy znacznych prądach bazy
może być nawet mniejsze, niż w tranzys−
torach małej mocy.
Ta informacja nie jest może najważ−
niejsza, ale powinieneś o tym wiedzieć,
by potem po zmierzeniu napięć w jakimś
układzie z tranzystorami mocy nie dziwić
się i nie szukać dziury w całym.
Wpływ temperatury
zmiany wywołane zmianami wartości
prądu bazy!
Pamiętaj też o grzaniu się tranzysto−
rów, także tych małej mocy.
Wnioski?
Z wartości napięcia emiter−baza nie−
wiele dowiesz się o prądzie bazy. Szcze−
rze mówiąc, w związku ze znacznym
wpływem temperatury, napięcie to nie
daje praktycznych informacji. Jedynie jeś−
li jest większe niż 0,8V, to nieodwołalny
znak, iż tranzystor jest uszkodzony.
Czy to znaczy, że dokładna wartość na−
pięcia baza−emiter nigdy nas nie obchodzi,
bo nie niesie żadnej pewnej informacji?
Nie! Co istotne, jeśli prąd ma stałą
wartość, to zmiany napięcia pod wpły−
wem temperatury są, można powiedzieć
– liniowe, czyli zmiana napięcia przewo−
dzenia jest wprost proporcjonalna do
zmian temperatury. Co jeszcze ważniej−
sze, zmiany te są powtarzalne, czyli nie
zmieniają się z upływem czasu.
Wszystko to powoduje, że zwykła dio−
da lub złącze baza−emiter tranzystora mo−
gą być z powodzeniem użyte do pomiaru
temperatury. Przy odpowiedniej budowie
układu pomiarowego i właściwym wy−
skalowaniu, można uzyskać bardzo dobrą
dokładność pomiaru, rzędu 0,1...0,2°C.
Sposób ten bardzo często używany
jest do pomiaru temperatur w zakresie −
40...+125°C. Jest tylko jeden drobny
szkopuł. Otóż w praktyce w procesie pro−
dukcji półprzewodników nie udaje się
uzyskać idealnie takich samych paramet−
rów dla wszystkich egzemplarzy diod czy
tranzystorów, nawet pochodzących z tej
samej partii produkcyjnej i z tej samej
płytki krzemowej.
Rys. 18a.
Na rysunku 16 zaznaczyłem ci, w ja−
kich granicach zmienia się napięcie na
złączu baza−emiter przy różnych prądach
bazy. Nie znaczy to jednak, że mając cha−
rakterystykę konkretnego tranzystora
i znając prąd bazy, potrafisz precyzyjnie
określić, jakie będzie napięcie między ba−
zą a emiterem.
Czy już wiesz, dlaczego?
Otóż nie uwzględniłeś wpływu tempe−
ratury.
Rysunek 16 pokazuje charakterystykę
dla jakiejś jednej temperatury – zwykle
jest to temperatura pokojowa rzędu
+25°C. Tymczasem ze wzrostem tempe−
ratury napięcie przewodzenia na diodzie
i złączu tranzystora zmniejsza się.
Dla konkretnego egzemplarza tran−
zystora czy diody wpływ temperatury po−
kazany jest na rysunku 18a.
Może się zdziwisz, ale niedwuznacz−
nie wychodzi na to, że zmiany napięcia
baza−emiter pod wpływem zmian tempe−
ratury mogą być znacznie większe, niż
Rys. 18b.
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 3/98
Pierwsze kroki
Zawsze występuje pewien rozrzut pa−
rametrów, i ostatecznie w niektórych ka−
talogach charakterystyka diody czy złącza
baza−emiter wygląda tak jak na rysun−
ku 18b. Obszar zacieniowany wskazuje
na spodziewany rozrzut parametrów po−
między egzemplarzami.
Już z tego widać, że przy wykorzysta−
niu złącza półprzewodnikowego do po−
miaru temperatury, niezbędna jest indy−
widualna kalibracja dla każdego egzemp−
larza. W książkach czasem podaje się, że
napięcie na złączu zmienia się z tempera−
turą o −2,2mV na stopień Celsjusza. Owe
−2,2mV trzeba traktować jako wartość
orientacyjną, a nie ścisłą. Zresztą inne
źródła podają wartość tego współczynni−
ka −2mV/°C.
Na razie nie będziesz chyba projekto−
wał układów pomiaru temperatury, ale po−
winieneś wiedzieć, że właściwości złącza
B−E umożliwiają taki pomiar. Przedstawio−
na zależność wykorzystywana jest nie tyl−
ko do budowy termometrów elektronicz−
nych. Powszechnie stosuje się ją w ukła−
dach scalonych do realizacji obwodów za−
bezpieczenia termicznego. Czy wiesz na
jakiej zasadzie pracuje taki obwód?
Wystarczy ustawić napięcie baza−emi−
ter tranzystora na wartość, powiedzmy,
0,5V. Jak widać z rysunkach 16, 17 oraz
18, w temperaturze pokojowej popłynie
wtedy pomijalnie mały prąd bazy. Prąd
kolektora też będzie pomijalnie mały. Jeś−
li temperatura będzie rosnąć, to rosnąć
będzie też prąd bazy, a tym samym prąd
kolektora. Gdy prąd kolektora przekroczy
ustaloną wartość, zadziała współpracują−
cy obwód zabezpieczenia cieplnego.
Zależność parametrów od temperatu−
ry w niektórych układach jest zaletą, ale
jak łatwo się domyślić, na przykład w pre−
cyzyjnych układach pomiarowych jest
przekleństwem, z którym trzeba walczyć
wszelkimi siłami. To jednak jest już od−
rębny, bardzo szeroki temat, do którego
może jeszcze wrócimy. Na razie zajmie−
my się kolejną podstawową sprawą.
miętaj to i nawet nie próbuj podobnych
sztuczek.
Rysunek 19 nasuwa jednak pytanie,
czy aby w układzie elektronicznym nie
można zamienić miejscami emitera i ko−
lektora tranzystora? Inaczej mówiąc, czy
kolektor mógłby pełnić rolę emitera i od−
wrotnie?
Pytanie jest jak najbardziej poważne,
a starsi Czytelnicy pamiętają zapewne, że
niektóre dawne radzieckie tranzystory po
zamianie roli emitera z kolektorem, pra−
cowały tak samo, albo nawet lepiej.
To prawda, że niektórym tranzysto−
rom, wykonywanym bardzo starymi tech−
nologiami, było niemal wszystko jedno,
która elektroda ma być kolektorem, a któ−
ra emiterem. Ale to były bardzo dawne
czasy. Natomiast współczesne tranzysto−
ry produkowane są pod kątem określo−
nych zastosowań, i nie będą dobrze pra−
cować po zamianie emitera z kolektorem.
Być może czytałeś gdzieś o tak zwanej
pracy inwersyjnej tranzystora. Zapomnij
o tym. W układach, które będziesz mon−
tował, ewentualnie konstruował, tranzys−
tory „zwykłe” czyli bipolarne będą praco−
wać w normalny sposób.
A więc nie kombinuj z zamianą miejs−
cami emitera i kolektora.
Ale to jeszcze nie wszystko.
Czy tranzystor może pracować przy
„odwrotnym” napięciu między bazą
Odwrotna polaryzacja
Uproszczony schemat zastępczy tran−
zystora z rysunku 12, zawierający diodę
i sterowane źródło prądowe, nie do koń−
ca oddaje właściwości tranzystora.
Znaczna część Czytelników sprawdza
tranzystory za pomocą omomierza wie−
dząc, że złącza baza−emiter i baza−kolek−
tor zachowują się jak diody. Rzeczywiście
w pewnych warunkach tranzystor można
traktować jako połączenie dwóch diod
według rysunku 19. Ale niestety, tranzys−
tora nie można wykorzystać jako dwóch
oddzielnych diod, i na przykład zrealizo−
wać za pomocą dwóch tranzystorów
r
mostka diodowego (rysunek 20). Tranzys−
tor to coś więcej, niż dwie diody. Zapa−
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 3/98
Rys. 19.
Rys. 20.
a emiterem. Co się
stanie w układzie
z rysunku 21, gdy
napięcie bazy tran−
zystora NPN bę−
dzie niższe niż na−
pięcie emitera?
Rysunki 12 i 19
nie sygnalizują żad−
Rys. 21.
nych ograniczeń.
Czy więc napię−
cie na bazie tranzystora z rysunku 21 mo−
że mieć dowolnie dużą wartość ujemną?
Zapewne nie, spodziewamy się, iż złącze
to, jak każda dioda, ma określone dopusz−
czalne napięcie wsteczne (kilkadziesiąt
woltów).
Tu mam dla ciebie niespodziankę (o ile
jeszcze tego nie wiesz): złącze baza−emi−
ter spolaryzowane w kierunku zaporo−
wym zachowuje się jak dioda Zenera
o napięciu pracy około 6,2V (niektóre
źródła podają 5...7V).
Jeśli jeszcze nie wiesz, co to jest dio−
da Zenera przyjmij, iż jest to po prostu
stabilizator napięcia.
Czyli po podaniu na bazę napięcia
wstecznego o wartości przekraczającej
napięcie przebicia, przez złącze emiter−
baza popłynie prąd. Słowo „przebicie” za−
brzmiało groźnie, ale nie ma się czego
bać – o ile tylko prąd nie będzie zbyt du−
ży (by cieplnie uszkodzić złącze), tranzys−
torowi nic się nie stanie. Przebicie takie
na pewno nie uszkodzi trwale tranzystora
Krótko mówiąc, tranzystor może peł−
nić rolę diody Zenera czyli stabilizatora
napięcia. Na rysunku 22 pokazałem ci
cztery przykłady wykorzystania tranzysto−
rów w tej roli. Zauważ, że w każdym przy−
padku złącze emiterowe jest spolaryzo−
wane wstecznie, wykorzystujemy tylko
dwie końcówki, i taki sposób pracy nie
ma nic wspólnego z normalnym trybem
pracy tranzystora.
Przypomnę ci jeszcze raz te normalne
warunki pracy: dla tranzystora NPN napię−
cie bazy (mierzone w stosunku do emitera)
wynosi około +0,6V...+0,7V, złącze spolary−
zowane jest w kierunku przewodzenia i pły−
nie prąd bazy IB. Płynie też prąd kolektora
IC, a napięcie na kolektorze UC (też mierzo−
ne w stosunku do
emitera)
również
jest dodatnie i wyno−
si od +0,1V do peł−
nego napięcia zasila−
jącego U2. Masz to
zaznaczone na ry−
sunku 23.
A co powiedzieć
o sytuacji z rysun−
ku 24, gdy w nor−
malnym
układzie
pracy tranzystora
(NPN) napięcie bazy
31
Pierwsze kroki
Rys. 22.
Rys. 24.
montując układ według rysunku 24
i sprawdzając, czy amperomierz w kolek−
torze tranzystora pokaże jakikolwiek
prąd, po pojawieniu się prądu wsteczne−
go w obwodzie bazy.
Potraktuj to jako zadanie domowe.
W ramach takich domowych ćwiczeń
proponuję ci też sprawdzenie, jaką war−
tość ma stabilizowane napięcie w ukła−
dach z rysunku 22. Przekonaj się sam, na
ile zależy ono od typu tranzystora, oraz ja−
ki jest rozrzut pomiędzy egzemplarzami
tranzystorów tego samego typu.
Rys. 23.
spadnie poniżej napięcia emitera i będzie
wynosić 0...−5V? Co się będzie działo w ob−
wodzie bazy, a co w obwodzie kolektora?
Dla ujemnych napięć bazy o takiej war−
tości, złącze baza−emiter będzie spolary−
zowane zaporowo (wstecznie), ale na
pewno nie wystąpi jeszcze wspomniane
przebicie. W obwodzie bazy nie będzie
więc płynął żaden prąd, a tym samym
w obwodzie kolektora też nie będzie pły−
nął prąd. Tranzystor będzie w stanie od−
cięcia (nieprzewodzenia).
A co się stanie, gdy w układzie z ry −
sunku 24 napięcie U1 obniży się poniżej −
5V, gdy w obwodzie emiter−baza nastąpi
przebicie i w obwodzie bazy popłynie
prąd wsteczny (płynący z baterii U1 od
masy przez emiter, bazę, rezystor
RB? Czy wtedy w obwodzie kolektora
pojawi się prąd?
To jest wbrew pozorom ważne pyta−
nie, ponieważ w praktyce czasem można
spotkać się z taką sytuacją. Nie udzielę ci
odpowiedzi – możesz ją znaleźć sam,
Podsumowanie
Dzisiejszy odcinek poświęcony był
w całości obwodowi baza−emiter tranzys−
tora bipolarnego.
Na koniec zbierzmy w ramce najważ−
niejsze wnioski. Za miesiąc zajmiemy
się obwodem kolektora, jego charakte−
rystykami i typowym układem pracy
tranzystora.
Piotr Górecki
Co musisz wiedzieć o złączu baza–emiter tranzystora
W typowym układzie pracy tranzystora napięcie między bazą i emiterem wynosi mniej więcej 0,6...0,7V (porównaj rysunek x+12). Złą−
cze emiterowe jest spolaryzowane w kierunku przewodzenia i płynie prąd bazy. Płynie też prąd kolektora.
!
Jeśli między bazą a emiterem napięcie (w kierunku przewodzenia) jest większe niż 0,8V, to tranzystor na pewno jest nieodwracalnie
uszkodzony. Przy takim uszkodzeniu obwód kolektor–emiter może być na trwałe zwarty (przebity), ale może też być rozwarty (prze−
rwany). W każdym razie zbyt wysokie napięcie baza–emiter jest absolutnie pewnym dowodem, że tranzystor jest zepsuty i trzeba go
wymienić.
Jeśli napięcie baza−emiter wynosi 0...0,5V – tranzystor nie przewodzi, czyli w obwodzie kolektora nie płynie prąd (pomijamy ewentu−
alne prądy kolektora rzędu nanoamperów). Jeśli przy tak małym napięciu bazy tranzystor jednak przewodzi, to na 95% jest uszkodzo−
ny (pozostałe 5% to sytuacje, gdy na bazę podawane są impulsy, których średnia wartość daje owe napięcie 0...0,5V na woltomierzu,
albo też dołączony miernik analogowy o małej rezystancji wewnętrznej przejmie prąd bazy tranzystora). W każdym razie po bezpośred−
nim zwarciu bazy z emiterem każdy tranzystor musi zostać zatkany, czyli przestać przewodzić prąd. Takie zwarcie bazy z emiterem ni−
czym nie grozi i często jest stosowane przy sprawdzaniu tranzystorów w pracującym układzie. Jeśli po zwarciu bazy z emiterem, w ob−
wodzie kolektora płynie nadal prąd, to tranzystor na pewno jest zepsuty i trzeba go wymienić.
Nie należy natomiast bezmyślnie zwierać bazy z kolektorem (by sprawdzić, czy tranzystor zostanie otwarty). Wprawdzie w ogromnej
większości przypadków również niczym to nie grozi, jednak w niektórych układach, na przykład we wzmacniaczach wysokiej częstot−
liwości, może to spowodować uszkodzenie tranzystora.
Prąd kolektora nie powinien płynąć także wtedy, gdy złącze baza–emiter spolaryzowane jest odwrotnie, w kierunku zaporowym (dla
tranzystora NPN odwrotna polaryzacja oznacza, że napięcie na bazie jest niższe niż na emiterze).
Specyficzne właściwości złącza baza–emiter spolaryzowanego w kierunku przewodzenia są wykorzystywane do pomiaru temperatu−
ry oraz do logarytmowania (przeprowadzania operacji matematycznych na sygnałach analogowych). Natomiast złącze baza–emiter
spolaryzowane w kierunku zaporowym może służyć jako dioda Zenera, czyli stabilizator napięcia.
32
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 3/98
Pierwsze kroki
część
13
Tranzystory
dla początkujących
Układ ze wspólnym kolektorem
W tym odcinku podam Ci garść dalszych istotnych informacji na temat wzmacniacza ze wspólnym kolektorem.
Skrajności
Teraz już wiesz bardzo dużo o wtórni−
ku emiterowym, czyli układzie ze wspól−
nym kolektorem.
Czy jednak uda się uzyskać oporność
wejściową rzędu kilku megaomów? Czy
na przykład starannie dobrany układ z ry−
sunku 7 (w poprzednim numerze EdW), z
selekcjonowanym
tranzystorem
o
wzmocnieniu 1000, indywidualnie dobra−
nymi rezystorami RB=1,2MΩ, RE=6,0kΩ
nie będzie miał rezystancji wejściowej ró−
wnej 1MΩ, i czy tym samym nie będzie
się nadawał na wejście kanału oscylosko−
pu, który planujesz zbudować? Niestety,
muszę cię rozczarować!
Rys. 12
W naszych rozważaniach upraszczaliś−
my co się da, by wyciągnąć ogólne
wnioski. Pominęliśmy na przykład wszel−
kie pojemności wewnętrzne tranzystora.
Tymczasem te pominięte czynniki spo−
wodowałyby, że przy wysokich częstotli−
wościach i dużych rezystancjach nasz
układ mógłby w pewnych warunkach
stać się... generatorem – wzbudziłby się
na wysokich częstotliwościach. Zapomnij
więc o wtórniku emiterowym, mającym
jednocześnie wielką oporność wejściową
i przenoszącym szerokie pasmo częstotli−
wości. Możesz spełnić tylko jeden z tych
warunków . Przy niewielkich wartościach
rezystancji RE pasmo przenoszenia wtór−
nika sięgnie kilkuset megaherców! Ale za
to oporność wejściowa będzie sto−
sunkowo mała
Z kolei układ z rysunku 12 ma bardzo
dużą oporność wejściową − przez zasto−
sowanie kondensatora C1 napięcie
zmienne w punkcie połączenia R1, R2 i
RB jest praktycznie równe napięciu wej−
ściowemu i dzięki temu oporność wej−
ściowa jest wielokrotnie większa niż war−
tość rezystora RB. Może ci się to wyda
dziwne, ale tak jest – jeśli cały czas za
mną nadążasz, sam spróbuj zrozumieć
dlaczego. Podpowiem tylko: wypadkowa
oporność jest stosunkiem (zmiennego)
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 3/99
napięcia wejściowego do (zmiennego)
prądu wejściowego i gdyby (zmienne) na−
pięcie na emiterze było idealnie takie sa−
mo jak na bazie, układ miałby oporność
wejściową nieskończenie wielką. Wyko−
rzystuje się tu sposób, nazywany boot−
strap. Słowo bootstrap nie ma dobrego
polskiego odpowiednika − znaczy mniej
więcej tyle, co podciąganie się do góry
przez ciągnięcie za własne sznurówki lub
za włosy. W praktyce układ z rysunku 12
może przysparzać kłopotów w zakresie
wyższych częstotliwości i należałoby
ograniczyć pasmo przenoszenia. To oczy−
wiście jest zadanie dla bardziej zaawan−
sowanych, którzy nie zdziwią się, usły−
szawszy, że układ z rysunku 12 może
mieć w pewnych warunkach ujemną (!)
rezystancję wejściową.
Problemy, problemy,
problemy
Przy okazji leciutko “potrącę” pewien
ważny, a bardzo trudny temat. Z powyż−
szych rozważań wynika, iż pomijane
w obliczeniach subtelne właściwości
tranzystora mogą stać się powodem
ogromnych kłopotów, polegających naj−
częściej na wzbudzaniu się układów na
wysokich częstotliwościach. Przyczyny
samowzbudzenia układu mogą być
63
Pierwsze kroki
Rys. 13
różne, na przykład błędnie zaprojektowa−
na płytka drukowana, czy niewłaściwe
prowadzenie przewodów połączenio−
wych. Ale niektóre problemy mają źródło
w tych pomijanych parametrach tranzy−
stora, głównie pojemnościach.
Albo już spotkałeś, albo spotkasz ukła−
dy, gdzie na wyprowadzenie bazy nakła−
dany jest mały koralik ferrytowy. To nie
żaden talizman – w ten sposób wprowa−
dza się w obwód bazy bardzo, bardzo
małą indukcyjność, i właśnie to chroni w
pewnych warunkach przed oscylacjami.
W innych układach spotkasz niewielki re−
zystor (10...100Ω) włączony szeregowo
w obwód bazy. Na pierwszy rzut oka tak
mała rezystancja nie ma żadnego znacze−
nia. Istotnie, dla prądu stałego i przebie−
gów małej częstotliwości nie ma, ale
chroni przez samowzbudzeniem na wy−
sokich częstotliwościach.
W uproszczeniu możesz to sobie wy−
obrazić, że dla wysokich częstotliwości
wyprowadzenie bazy jest nie tylko wej−
ściem, ale w pewnym sensie wyjściem,
dlatego zachowanie tranzystora zależy
wtedy od oporności obwodów bazy. Nie
jest o żadna przesada – odszukaj w EdW
11/98 rysunek 4 na stronie 65 i przekonaj
się, że jedną z przyczyn są pojemności,
przez które sygnał z wyjścia wraca na
wejście, czyli właśnie na bazę.
Początkujący zazwyczaj uważają, że
skuteczną metodą na problemy z samo−
wzbudzaniem jest ograniczenie od góry
pasma przenoszenia przez dodanie nie−
wielkich pojemności zwierających sygna−
ły w.cz. do masy. Czasem to rzeczywiście
pomaga, ale niekiedy jeszcze pogarsza
sprawę, właśnie ze względu na omówio−
ne zjawiska. Dlatego nie ma uniwersal−
nych, prostych recept na wszystkie pro−
blemy z samowzbudzeniem wzmacnia−
czy. Przecież na−
wet tak zwane
tranzystory małej
częstotliwości
mają
częstotli−
wość graniczną
rzędu
150
...500MHz. Przy
tak
dużych
częstotliwoś−
ciach zwykły ka−
wałek drutu to
Rys. 14
znacząca induk−
64
cyjność, a zbyt mały odstęp między
ścieżkami to znacząca pojemność. Przy
takich częstotliwościach najzwyklejszy
rezystor może zachowywać się jak induk−
cyjność, albo jak pojemność! Tak! A kon−
densator może zachowywać się jak in−
dukcyjność albo rezystancja, choćby ze
względu na indukcyjność wyprowadzeń
czy straty dielektryka.
Co z tego wynika?
Żeby nie natknąć się na bardzo przykre
niespodzianki, z którymi sobie nie pora−
dzisz, nie zaczynaj od prób zaprojektowa−
nia jakichś wyrafinowanych wzmacniaczy
tranzystorowych. Pozostaw to ludziom,
którzy mają duże doświadczenie w tym
zakresie. Ty na razie zdobywaj takie do−
świadczenie, zaczynając od układów naj−
prostszych, nie stosując elementów o
ekstremalnych wartościach i nie
próbując”wydusić” z tranzystora wszy−
stkiego, co wydaje ci się możliwe. Wtedy
nie napotkasz tych koszmarnych proble−
mów i pomału, ale bezstresowo będziesz
wgryzał się w ten temat.
o zniekształceniach rzędu tysięcznych
części procenta, nie stosuj takich zwyk−
łych wtórników.
Wspomniane dwie wady zwykłego
wtórnika można wyeliminować pracując
ze stałym prądem bazy (i stałym prądem
emitera). Jak?
Wystarczy zastosować obciążenie
w postaci źródła prądowego, jak na
rysunku 13a. Na rysunku 13b możesz zo−
baczyć praktyczną realizację takiego bar−
dziej precyzyjnego wtórnika. Dziś rzadko
stosujemy takie rozwiązania, bo w zakre−
sie niskich częstotliwości do, powie−
dzmy, 100kHz, stosuje się precyzyjne
wtórniki zbudowane w oparciu o jakikol−
wiek wzmacniacz operacyjny. Jeśli ci się
chce, zastanów się, jak na parametry
wtórnika wpływa obecność źródła prądo−
wego, które dla przebiegów zmiennych
ma bardzo dużą oporność – co oznacza, iż
rezystancja RE z rysunku 4 ma dla prze−
biegów zmiennych pomijalnie dużą war−
Tylko dla ciekawskich
Podane informacje, dotyczące układu
OC w zupełności wystarczą na początek
elektronicznej kariery. Dla ciekawskich i
bardziej zaawansowanych mam jeszcze
kilka szczegółów. Zupełnie początkujący
mogą spokojnie pominąć ten śródtytuł.
Omawiając działanie wtórnika założy−
liśmy w uproszczeniu, że spadek napięcia
baza−emiter tranzystora jest stały i wyno−
si około 0,6V. W rzeczywistości ten spa−
dek napięcia zależy od prądu bazy – poró−
wnaj rysunek 6 w EdW 11/98 str. 66.
Prąd bazy zależy z kolei od prądu emitera,
a ten w sumie od napięcia, zarówno sta−
łego, jak i od wielkości przebiegu zmien−
nego. Czym większy sygnał zmienny,
tym większe zmiany napięcia baza−emiter
tranzystora.
I co z tego?
Po pierwsze spowoduje to, że zmien−
ne napięcie na wyjściu (emiterze) będzie
nieco mniejsze niż napięcie wejściowe
(na bazie). To znaczy, że wtórnik emitero−
wy ma wzmocnienie nieco mniejsze od
jedności. Nie jest to problemem, bo w
praktyce wynosi ono zwykle około 0,99 −
czym mniejszy sygnał, tym jest bliższe je−
dności.
Po drugie, napięcie baza−emiter nie
jest liniowo zależne od prądu bazy – jak
wiesz, jest to zależność logarytmiczna.
Powoduje to pewne niewielkie zniek−
ształcenia nieliniowe sygnału, tym mniej−
sze, im mniejszy jest sygnał zmienny.
W ogromnej większości przypadków ta−
kie zniekształcenia spokojnie pomijamy,
ale gdybyś budował jakiś superprecyzyj−
ny wzmacniacz czy przedwzmacniacz
Rys. 15
tość, rzędu co najmniej kilkudziesięciu
kiloomów. Jak to wpłynie na transfor−
mację impedancji?
To jeden szczegół dla ciekawskich.
Teraz drugi.
Dowiedziałeś się, że napięcie stałe na
wyjściu (emiterze) różni się od napięcia
na bazie o około 0,6V. A jak to jest przy
zmianach temperatury? Oczywiście na−
pięcie to zmienia się, i to znacznie, ze
współczynnikiem około –2,2mV/°C. Tym−
czasem w pewnych sytuacjach, gdy
wtórnik ma przenosić nie tylko sygnały
zmienne, ale także stałe, powinien być
stabilny pod względem termicznym.
Czy to możliwe?
Rozwiązanie jest proste: zastosowa−
nie układu z rysunku 14 zapewnia, że na−
pięcie wyjściowe jest równe napięciu
wejściowemu, a wpływ zmian tempera−
tury radykalnie się zmniejsza, zwłaszcza
gdy tranzystory są podobnego typu, po−
zostają w jednakowej temperaturze,
a prądy emiterów są równe.
Teraz trzeci szczegół.
Poprzednie wyliczenia pokazały czarno
na białym, że oporność wyjściowa wtór−
nika jest znacznie mniejsza niż oporność
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 3/99
Pierwsze kroki
Rys. 16
wyjściowa źródła sygnału. Czy zauważy−
łeś, że zwiększenie rezystancji RE wydaje
się korzystne? Przy okazji zmniejszymy
radykalnie pobór prądu i straty mocy.
Przemyśl to!
Czy przykład ze źródłem prądowym w
obwodzie emitera (rysunek 13) przeko−
nał cię, że zwiększanie RE jest uzasadnio−
ne?
Jeśli tak, popatrz na rysunek 15. W
układzie z rysunku 4 zwiększyliśmy rezy−
stancje RB i RE do 60kΩ. Niby wszystko
jest w porządku. Jaka będzie rezystancja
wejściowa całego wtórnika dla przebie−
gów zmiennych? Z podanych wyliczeń
wynikałoby, że wynosi około 30kΩ, bo
tym razem wpływ RE jest niewielki i decy−
dujący wpływ ma rezystancja RL. Ale czy
nie wydaje ci się podejrzane, że rezystan−
cja emiterowa jest tak duża, a rezystancja
obciążenia tak mała? Jeśli cię to trochę
niepokoi, masz rację!
Żeby pokazać ci problem i nie mącić
obrazu obecnością kondensatora wy−
jściowego, przeanalizujmy wtórnik z ry−
sunku 16a. Załóżmy, że zmienne napięcie
wyjściowe w układzie z rysunku 16 po−
winno wynosić 12Vpp, a konkretnie w
dodatnich szczytach +6V, w ujemnych
“dolinach” –6V. Przy oporności RL równej
1kΩ, w tych szczytach przez obciążenie
powinien płynąć prąd o chwilowej war−
tości równej 6mA.
Przy sygnałach dodatnich względem
masy tranzystor się otwiera i to on do−
starcza potrzebnego prądu. Nie ma tu
ograniczeń – tranzystor dostarczy tyle
prądu, ile trzeba, by napięcie na emiterze
nadążało za napięciem bazy. Jasne?
Gorzej jest, gdy napięcie wejściowe
spada poniżej napięcia masy. Wtedy tran−
zystor się przytyka a może nawet całko−
wicie zatyka,
a “ujemny” prąd obcią−
żenia płynie przez rezystor RE. I tu zaczy−
na się problem. Przy podanych napię−
ciach nawet gdy tranzystor zupełnie nie
przewodzi, maksymalny “ujemny” prąd
obciążenia jest ograniczony wartościami
RE i napięcia zasilającego do około 99µA.
Większy być nie może (Imax = −Uzas / (RE
+ RL)), wobec tego największe ujemne
napięcie na obciążeniu RL wyniesie tylko:
99µA * 1kΩ = 99mV
Wynika z tego, że
wtórnik z rysunku 16a
może prawidłowo pra−
cować, ale tylko z syg−
nałami o amplitudzie
nie większej niż 99mV
(198mVpp). Przy wię−
kszych
amplitudach
przebieg wyjściowy (je−
go
ujemna część)
będzie
koszmarnie
zniekształcony, jak po−
kazuje to rysunek 16b.
Jak temu zaradzić? Oczywiście wy−
starczy zmniejszyć RE. Ściślej biorąc,
wszystko zależy od dwóch czynników:
wymaganej wartości zmiennego napięcia
wyjściowego oraz maksymalnego prądu
“ujemnego”, wyznaczonego przez szere−
gowe połączenie RE i RL. Moglibyśmy tu
wyprowadzić od−
powiednie wzory,
ale nie są one ko−
nieczne. Powróć
do rysunku 15 i
zrozum
istotę
problemu – aby
nie było zniek−
ształceń, wyma−
gana maksymal−
na (szczytowa)
Rys. 17 a
wartość zmienne−
go prądu płynące−
go przez obciążenie musi być mniejsza
od połowy (stałego) spoczynkowego
prądu, płynącego przez RE. Sam zasta−
nów się, dlaczego “od połowy” – przy o−
kazji zrozumiesz, dlaczego w podręczni−
kach jest napisane, że oporność wyjścio−
wa wtórnika dla dużych sygnałów jest ró−
wna rezystancji RE.
Ściślej biorąc, przedstawiony wtórnik
ma małą oporność wyjściową dla prze−
biegów dodatnich, a dużą (równą RE) tyl−
ko dla dużych sygnałów ujemnych.
Jakie to ma konsekwencje prakty−
czne? Przy niewielkich opornościach ob−
ciążenia RL musisz stosować odpowie−
dnio małe wartości RE, czyli zwiększać
prąd spoczynkowy. Często jest to niepo−
żądane, bo chcemy utrzymać mały pobór
prądu, nie rezygnując z małej rezystancji
wyjściowej także przy dużych sygnałach.
Czy jest na to rada?
Dobrym, często stosowanym w prak−
tyce rozwiązaniem jest wykorzystanie
wtórnika komplementarnego. Oczy−
y
wiście nie takiego z rysunku 17a, bo ten
wprowadzałby ogromne zniekształcenia
“w strefie przejściowej”. Praktyczny
przykład wypróbowanego wtórnika kom−
plementarnego znajdziesz na rysunku
17b. Taki układ stosowany był w genera−
torze o częstotliwości do 1MHz, za−
pewniał stałą rezystancję wyjściową
równą 50Ω. Zamiast tranzystorów BC211
i BC313 można użyć jakichkolwiek innych
o mocy strat 1W i wzmocnieniu powyżej
100. Mogą to być popularne tranzystory
rodziny BD135...140, lub podobne śre−
dniej mocy, ale należy się upewnić, czy
mają wzmocnienie prądowe większe niż
60...70. Jeśli nie jest potrzebna tak mała
rezystancja wyjściowa (50Ω) i układ
będzie obciążany większą rezystancją,
nie trzeba montować wyjściowego dziel−
nika i zamiast tranzystorów BC211 i
BC313 grupy 10 zastosować jakiekolwiek
tranzystory komplementarne małej mo−
cy, np. BC548B, BC558B.
Rys. 17 b
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 3/99
65
Pierwsze kroki
Na koniec roz−
ważań o wzmac−
niaczu OC podam
ci jeszcze kilka
wyjaśnień. Rysu −
nek 18 pokazuje
przykład wykorzy−
stania go w pro−
ściutkim stabiliza−
torze
Rys. 18
Jeśli weźmiesz
schemat wzmacniacza mocy audio na
tranzystorach bipolarnych, to najprawdo−
podobniej tranzystory wyjściowe również
pracują tam w układzie OC.
Jak widzisz, wzmacniacz OC jest wy−
korzystywany nie tylko w obwodach ma−
łych sygnałów stałych i zmiennych.
I jeszcze sprawa częstotliwości grani−
cznych.
W układach z kondensatorem na wej−
ściu (np. rysunki 1, 4, 15) pasmo przeno−
szenia jest ograniczone od dołu przez po−
jemność tego kondensatora wejściowe−
go. Pojemność ta tworzy z całkowitą re−
zystancją wejściową filtr górnoprzepusto−
wy o częstotliwości granicznej
f(−3dB) = 1 / 2πRC
W praktyce pojemność wejściowa nie
może być mniejsza niż:
C = 160 / f R
gdzie R − całkowita rezystancja wej−
ściowa (tranzystora i rezystorów polary−
zujących) w kiloomach, f − częstotliwość
graniczna w hercach, pojemność C wy−
chodzi w mikrofaradach.
W praktyce pojemność C powinna być
przynajmniej 3−krotnie większa, bo wzór
dotyczy spadku poziomu o 3dB.
To samo dotyczy pojemności wyjścio−
wej, oddzielającej RE od RL. Wymaganą
pojemność oblicza się z ostatniego wzo−
ru, podstawiając wartość RL. Te dwie po−
jemności ograniczają pasmo od dołu. Ale
często wtórniki przenoszą też przebiegi
stałe, jak układ z rysunku 17b.
Jeśli chodzi o górę pasma, to teorety−
cznie wtórnik mógłby pracować aż do
częstotliwości granicznej tranzystora
(tranzystorów), wynoszącej ponad sto
megaherców. W praktyce przy wię−
kszych amplitudach pasmo ogranicza od
góry pojemność obciążenia, dołączona
równolegle do RL, na rysunku 19 ozna−
czona CL. Składają się na nią pojemności
montażowe i pojemność samego obcią−
żenia. Konieczność przeładowania po−
jemności prądem płynącym przez RE po−
woduje takie same ograniczenia, jak przy
małej wartości RL (porównaj rysunki 15 i
16). Zresztą pojemność CL można trakto−
wać jako dodatkową oporność (reak−
tancję) malejącą ze wzrostem częstotli−
wości. Inaczej mówiąc, przy bardzo du−
żych częstotliwościach oporność (impe−
dancja) obciążenia maleje ze względu na
obecność pasożytniczych pojemności ob−
ciążających wyjście.
I tyle informacji mam dla ciebie na te−
mat układu OC.
W następnym odcinku przyjrzymy się
wzmacniaczowi tranzystorowemu w
układzie wspólnego emitera.
Piotr Górecki
Rys. 19
66
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 3/99
Pierwsze kroki
Tranzystory
dla początkujących
część
16
Realizacje praktyczne
Po zapoznaniu się z właściwościami wzmacniacza ze wspólnym emiterem masz wszystkie informacje potrzebne do
samodzielnego zaprojektowania takiego wzmacniacza.
Dziś wspólnie wykonamy dwa przykłady. Co trzeba wiedzieć na wstępie i jekie przyjąć założenia.
Projektowanie
wzmacniacza OE
W podręcznikach spotkasz różne sche−
maty i różne sposoby obliczeń. Nie ma
jednego, najlepszego schematu i sposo−
bu. Możesz na przykład wykorzystać
" przejrzysty " układ z rysunku 10 (EdW
4/99). Nie znaczy, że powinien się on stać
podstawą konstruowanych przez Ciebie
wzmacniaczy. Czasem wykorzystasz
któryś układ z rysunku 9. Ale w praktyce
i tak najczęściej będziesz wykorzystywał
wzmacniacze operacyjne (zajmiemy się
tym już niedługo). Tranzystory będziesz
stosował raczej tylko w układzie wtórnika
(ze wspólnym kolektorem) oraz w ukła−
dach przełączających. Ale nie wypada,
byś nie potrafił w razie potrzeby zaprojek−
tować wzmacniacza tranzystorowego.
Spróbujmy więc zaprojektować wspólnie
dwa wzmacniacze w układzie OE.
1. Pierwszy − wzmacniacz mikrofonu
dynamicznego − powinien mieć wzmoc−
nienie dla przebiegów zmiennych (aku−
stycznych) równe 20, a zniekształcenia
powinny być możliwie małe. Napięcie za−
silające wynosi 12V.
2. Drugi, przeznaczony do jakiegoś
urządzenia sygnalizacyjnego ma wzmac−
niać przebiegi zmienne (akustyczne) z mi−
krofonu elektretowego jak najwięcej,
a poziom zniekształceń nie ma znaczenia.
W każdym przypadku musisz nie tylko
skupić się na wzmacniaczu, ale też
uwzględnić " co siedzi " na wyjściu i wej−
ściu.
Przykład 1
Niech w pierwszym przypadku mikro−
fon dynamiczny ma rezystancję wewnę−
trzną 200Ω, a wyjście projektowanego
wzmacniacza będzie obciążone rezystan−
cją następnego stopnia równą 10kΩ. Za−
stosujemy układ z rysunku 10. Aby sygnał
nie był niepo−
trzebnie tłu−
miony, rezy−
stancja wej−
ściowa nasze−
go wzmacnia−
cza powinna
być 5...10 razy
większa od re−
zystancji we−
wnętrznej mi−
krofonu, a re−
Rys. 10
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 6/99
zystancja wyjściowa naszego wzmacnia−
cza 5...10 razy mniejsza od rezystancji ob−
ciążenia. Rezystancja wyjściowa wzmac−
niacza OE jest równa rezystancji rezysto−
ra w kolektorze − a więc rezystor Rc powi−
nien mieć wartość 1...2,2kΩ. Przyjmijmy
wartość 2,2kΩ, by zmniejszyć prąd pobie−
rany przez nasz wzmacniacz. Jeśli
wzmocnienie ma być równe 20, wypad−
kowa " rezystancja emiterowa " musi wy−
nieść 110Ω. Aby zwiększyć stabilność
stałoprądowego punktu pracy, niech rezy−
stancja emiterowa dla prądu stałego RE1
wynosi na przykład RC/5, czyli około
470Ω. Teraz należy jeszcze dobrać rezy−
story dzielnika w obwodzie bazy.
Przy dobieraniu rezystorów w obwo−
dzie bazy należy wziąć pod uwagę kilka
czynników. Dzielnik należy dobrać tak, by
napięcie stałe na kolektorze było ustawio−
ne " w połowie zakresu roboczego " . Ponie−
waż w tym przypadku wzmacniamy nie−
wielkie sygnały mikrofonowe, bez zasta−
nowienia możemy ustawić napięcie ko−
lektora równe połowie napięcia zasilają−
cego. Dzielnik RB1, R B2 w układzie z ry−
sunku 24 ma dać na bazie takie napięcie
stałe, by na kolektorze napięcie stałe
wynosiło około 6V. Wynika stąd,
35
Pierwsze kroki
Rys. 24
że prąd kolektora wyniesie około
6V/2,2kΩ=2,7mA, a napięcie na rezysto−
rze RE1 1,27V. Stąd napięcie stałe na ba−
zie (i rezystorze RB2 powinno wynosić
mniej więcej 1,27V+0,6V=1,87V, a na RB1
około (12−1,87) 10,13V. Przy założeniu, że
nie zastosujemy jakiegoś archaicznego
tranzystora z odzysku, śmiało możemy
założyć, że współczynnik wzmocnienia
prądowego β nie będzie mniejszy niż
100. Tym samym prąd bazy nie będzie
większy niż 2,7mA/100=27µA. Prąd dziel−
nika w obwodzie bazy powinien być kilka−
krotnie większy od maksymalnego
spodziewanego prądu bazy. Niech będzie
10−krotnie większy: 10*27µA=0,27mA.
Suma rezystancji dzielnika (dla ułatwienia
pomijamy prąd bazy) wyniesie więc oko−
ło (12V/0,27mA) 44kΩ. W pierwszym
przybliżeniu (znów pomijając prąd bazy)
możemy przyjąć, że stosunek rezystancji
RB1/RB2 musi być równy stosunkowi na−
pięć na nich występujących czyli, około
(10,13V/1,87V) 5,42 do 1. Nietrudno obli−
czyć, że rezystancja RB2 wyniesie mniej
więcej 44kΩ/(5,42+1) czyli 6,8kΩ, a RB1
(5,42*6,8kΩ) 36kΩ. W tych uproszczo−
nych obliczeniach pominąłem prąd bazy
(nie większy niż 27µA). Nie zmieni to
w istotnym stopniu warunków pracy, ale
w praktycznym układzie można zmierzyć
rzeczywiste napięcie stałe na kolektorze
i ewentualnie skorygować wartość które−
gokolwiek z rezystorów RB1 lub RB2.
Aby wzmocnienie napięciowe wynio−
sło 20, wypadkowa rezystancja emitero−
wa dla przebiegów zmiennych powinna
być równa 110Ω. Na tę rezystancję złożą
się wewnętrzna rezystancja emiterowa
re, wynosząca około 10Ω (26mV/2,7mA)
i równoległe połączenie RE1 i RE2 (100Ω).
Ponieważ RE1 ma wartość 470Ω, RE2 mu−
si mieć wartość
RE2= RE*RE1 / (RE1−RE)
RE2 = 100Ω*470Ω / (470Ω−100Ω) =
47000/370 = 127Ω.
W praktyce zastosujemy najbliższą
wartość z szeregu, czyli 120Ω lub 130Ω.
Wypadałoby jeszcze sprawdzić, jaką
rezystancję wejściową będzie mieć nasz
wzmacniacz. Sam tranzystor (o wzmoc−
36
nieniu co najmniej 100) bę−
dzie miał rezystancję wejścio−
wą
nie
mniejszą
niż
100*100Ω czyli 10kΩ. Rezy−
stancja wejściowa całego
wzmacniacza dla przebiegów
zmiennych będzie równa rów−
noległemu połączeniu tej re−
zystancji wejściowej tranzy−
stora (min. 10kΩ) i rezystancji
RB1, RB2 (6,8kΩ, 36kΩ).
Nietrudno obliczyć, że wy−
niesie ona co najmniej
(10kΩ||6,8kΩ||36kΩ) 3,6kΩ.
To bardzo dobrze, bo rezystancja wejścio−
wa jest ponad 10 razy większa od rezy−
stancji wewnętrznej mikrofonu (mikrofon
200−omowy nie powinien być obciążony
rezystancją mniejszą niż 1kΩ).
Ostatecznie układ będzie wyglądał jak
na rysunku 24.
Do pełni szczęścia brakuje jeszcze
wartości pojemności. Dla najniższych
częstotliwości roboczych (przyjmujemy
20Hz) reaktancja pojemnościowa powin−
na być mniejsza niż współpracująca z nią
rezystancja. Dla C1 będzie to re−
zystancja wejściowa (3,6kΩ),
dla C2 − rezystancja RE2 (120Ω),
dla C3 − RL (10kΩ).
Skorzystamy ze wzoru
C= 0,16 / (f R)
pamiętając, że gdy podajemy
częstotliwość w hercach, a re−
zystancję w omach to, wynik
wychodzi w faradach.
Stąd minimalne pojemności
C1 − 2,2µF
C2 − 67µF
Rys. 25
C3 − 800µF
Zastosujemy wartości więk−
sze, na przykład:
C1 − 4,7µF
C2 − 100µF
C3 − 4,7µF
W obliczeniach tych nie zajmowaliśmy
się poziomem zniekształceń i szumów.
Wiedza, którą już posiadłeś zapewne
podpowiada, że należałoby zastosować
stabilizację lub filtrację napięcia zasilają−
cego. Nie będę tego omawiał, ponieważ
to jest już wyższy stopień wtajemnicze−
nia i wymaga wielu dodatkowych infor−
macji. Nie będziemy się w to wgłębiać,
ponieważ dziś wzmacniacze o wysokich
parametrach budujemy z wykorzysta−
niem układów scalonych. Podany przy−
kład ma tylko pokazać, jak można w pro−
sty (wystarczający w praktyce) sposób
obliczyć elementy wzmacniacza. Pamię−
taj, że takie obliczenia nie uwzględniają
wszystkich szczegółów i że po zbudowa−
niu wzmacniacza warto sprawdzić napię−
cie stałe na kolektorze i wartość wzmoc−
nienia i w razie potrzeby skorygować
wartość tego czy innego rezystora.
W każdym razie zawsze musisz
uwzględnić zarówno rezystancję źródła
sygnału − wzmacniacz musi mieć rezy−
stancję wejściową (kilkakrotnie) większą
niż rezystancja wewnętrzna źródła oraz
rezystancję obciążenia − rezystancja wyj−
ściowa (praktycznie wartość RC) powinna
być mniejsza niż zewnętrzna rezystancja
obciążenia. W przypadku, gdy zewnętrz−
na rezystancja obciążenia jest mała, nale−
ży dodać na wyjściu wtórnik emiterowy.
Przykład 2
Drugi wzmacniacz ma wzmacniać
przebiegi z dwukońcówkowego mikrofo−
nu elektretowego (który możemy śmiało
traktować jako źródło prądowe), a obcią−
żeniem jest wejście bramki CMOS
(Schmitta). Tym samym rezystancja ob−
ciążenia tym razem jest bardzo duża i wy−
nosi setki megaomów. Zastosujemy
zmodyfikowany schemat z rysunku 9b −
ostatecznie układ będzie wyglądał jak na
rysunku 25.
Analizę zaczniemy tym razem od wej−
ścia. Mikrofon elektretowy, będący
w istocie źródłem prądowym (dzięki obe−
cności wbudowanego weń tranzystora
polowego) daje sygnał proporcjonalny do
wartości rezystora obciążenia. W roli ob−
ciążenia mikrofonu zastosujemy poten−
cjometr o wartości 10kΩ, by móc regulo−
wać czułość układu. Rezystancja wejścio−
wa naszego wzmacniacza powinna być
większa od rezystancji potencjometru
i powinna wynosić co najmniej kilkadzie−
siąt kiloomów. Na razie pomińmy rezy−
stancję RB2. Rezystancja wejściowa sa−
mego tranzystora w takim układzie pracy
będzie równa wewnętrznej rezystancji re
pomnożonej przez wzmocnienie prądo−
we tranzystora. Ponieważ rezystancja
wejściowa tranzystora ma być duża, co
najmniej 50kΩ, zastosujemy tranzystor
BC548 z grupy B lub C o wzmocnieniu
prądowym nie mniejszym niż 200. Przy
danych wartościach wewnętrzna rezy−
stancja tranzystora re nie może być mniej−
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 6/99
Pierwsze kroki
sza niż 250Ω (50kΩ/200). Rezystancja re
zależy od prądu kolektora (re=26mV/IC).
Stąd prąd kolektora nie może być więk−
szy niż 0,1mA (26mV/250Ω). Może być
mniejszy − wtedy rezystancja wejściowa
będzie jeszcze większa.
Przy wzmocnieniu prądowym powyżej
200 prąd bazy (płynący z kolektora przez
RB1, RB2) będzie mniejszy niż 0,5µA.
Oczywiście wartości RB1, RB2 powinny
być możliwie duże. Jeśli założymy ma−
ksymalny spadek napięcia na tych oporni−
kach równy 0,5V, to ich sumaryczna rezy−
stancja powinna wynosić około 1MΩ
(0,5V/0,5µA). Mogą to więc być dwa re−
zystory o wartości 470...510kΩ. Przy tak
dużych rezystancjach pojemność C3 nie
musi być duża − dla najmniejszych często−
tliwości użytecznych (powiedzmy 50Hz)
reaktancja tego kondensatora powinna
być kilkakrotnie mniejsza od wartości
tych rezystorów (powiedzmy Xc=100kΩ).
Stąd minimalna pojemność
C2min = 1 / (2*π*f*Xc) = 0,16 / (f*Xc)
C2min = 0,16 / (50Hz*0,1MΩ) =
0,033µF=33nF
My zwiększymy tę pojemność do
100nF. Taką też pojemność może mieć
kondensator C1.
Spadek napięcia na rezystorach RB1,
RB2 jest mniejszy niż 0,5V, stąd napięcie
na kolektorze tranzystora nie będzie
większe niż 1...1,1V (napięcie UBE tranzy−
stora plus spadek napięcia na rezystorach
RB1, RB2). Tym samym napięcie na rezy−
storze RC (rysunek 25) wyniesie około 8V.
Prąd kolektora powinien być mniejszy niż
0,1mA, stąd wartość RC nie powinna być
mniejsza niż 80kΩ (8V/0,1mA). Przyjmie−
my " okrągłą " wartość 100kΩ. Tak duża
wartość RC tym razem jest dopuszczalna,
ponieważ zewnętrznym obciążeniem jest
wejście bramki CMOS, mające ogromną
(pomijalnie wielką) rezystancję. W rezul−
tacie wzmocnienie wzmacniacza nie po−
winno
być
mniejsze
niż
400
(100kΩ/250Ω), co z powodzeniem po−
winno wystarczyć. W praktyce może być
zauważalnie mniejsze ze względu na
wpływ h22, ale i tak zapewne wystarczy.
I to w zasadzie koniec obliczeń.
Tym razem konieczne jest zastosowa−
nie obwodu R1C1 filtrującego napięcie
zasilające mikrofonu. Bez tego obwodu,
ze względu na duże wzmocnienie, układ
w pewnych warunkach mógłby się wzbudzać.
Ktoś mógłby jeszcze zaproponować
zwiększenie rezystancji RC do na przykład
4,7MΩ (RB1, RB2 do 22MΩ) by jeszcze
zwiększyć rezystancję wejściową. Taka
operacja jest jednak ryzykowna z kilku
powodów. Po pierwsze przy bardzo ma−
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 6/99
łych prądach tranzystor może mieć zde−
cydowanie mniejsze wzmocnienia. Po
drugie wzmocnienie napięciowe może
zostać ograniczone przez nieuwzględnio−
ne w obliczeniach właściwości tranzysto−
ra reprezentowane przez parametr h22.
Po trzecie należy pamiętać nie tylko o re−
zystancji, ale też o pojemności obciąże−
nia. Pojemność wejściowa bramki CMOS
wynosi 5...10pF. Przy częstotliwości
10kHz będzie to oporność (reaktancja) rzędu
Xc = 0,16 / (10kHz*10pF) = 1,6MΩ
czyli mniejsza niż rezystancja RC. Jak
z tego widać, nadmierne zwiększanie RC
spowoduje obcięcie pasma od strony wy−
sokich częstotliwości. Lepszym, choć
bardziej kłopotliwym sposobem byłoby
zastosowanie obciążenia w postaci
źródła prądowego, ale to wymaga użycia
dodatkowych elementów.
I to wszystko, co powinieneś wiedzieć
o układzie OE. Upewnij się, czy wszystko
zrozumiałeś, jeśli nie − albo popytaj znajo−
mych, albo napisz do mnie.
W następnym odcinku zajmiemy się
króciutko wzmacniaczem ze wspólną ba−
zą i kilkoma innymi ciekawymi zagadnie−
niami.
Piotr Górecki
37
Pierwsze kroki
część
10
Tranzystory
dla początkujących
Modele, modele
W poprzednich odcinkach zapoznałem cię szeroko z bardzo ważnymi w praktyce parametrami tranzystora,
związanymi z jego mocą strat i temperaturami. Już niedługo zajmiemy się kolejnymi zagadnieniami
związanymi z tranzystorem. Zapoznasz się z podstawowymi, można powiedzieć − klasycznymi,
układami pracy tranzystora w obwodach prądu zmiennego.
W jednym z poprzednich odcinków
przedstawiłem ci podstawowe zasady
pracy tranzystora w roli przełącznika. Tak
się (dziwnie) składa, że wraz z postępem
techniki i technologii, w ogóle coraz rza−
dziej stosujemy pojedyncze tranzystory,
a jeśli już stosujemy, to zwykle właśnie
w roli elementów przełączających, a nie
w roli wzmacniaczy sygnałów zmien−
nych. Natomiast do wzmacniania sygna−
łów zmiennych najczęściej stosujemy
wzmacniacze operacyjne lub specjalizo−
wane scalone przedwzmacniacze i
wzmacniacze mocy audio. Niemniej jed−
nak w podręcznikach szkolnych nadal
poświęca się dużo miejsca i uwagi właś−
nie podstawowym układom pracy tranzy−
stora i co tu ukrywać − większość u−
czniów ma tego serdecznie dosyć.
Niechęć ta jest nawet uzasadniona, bo w
praktyce nikt dziś nie projektuje układu
wzmacniacza ze wspólną bazą, a co naj−
wyżej jakiś prościutki wzmacniaczyk w u−
kładzie wspólnego emitera lub jeszcze
prostszy bufor w układzie wspólnego ko−
lektora. I właśnie w takich sytuacjach i ty
Rys. 1 Najprostszy model tranzystora
Rys. 2 Model ze źródłem prądowym
64
być może będziesz musiał skorzystać z
pewnych informacji podawanych w kata−
logu. Choć więc generalnie nie będziesz
wykorzystywał książkowej wiedzy na te−
mat podstawowych wzmacniaczy prze−
biegów zmiennych, jednak nie wypada,
byś nie znał i nie rozumiał głównych ukła−
dów pracy tranzystora. Dlatego przynaj−
mniej jeden odcinek będzie poświęcony
jednotranzystorowym wzmacniaczom ze
wspólnym kolektorem, wspólnym emite−
rem i wspólną bazą.
Ale wcześniej muszę cię wprowadzić
do pewnego bardzo ważnego zagadnie−
nia. Dlatego w tym odcinku będziemy
trochę teoretyzować. Zapoznam cię w
niezbędnym zakresie z modelem fizy−
cznym tranzystora a za miesiąc zapoz−
nam cię jeszcze z czwórnikami. Dopiero
to otworzy ci drogę do zrozumienia para−
metrów i sposobów opisu spotykanych
w katalogach i podręcznikach − a wierz
mi, to bywa potrzebne nawet w praktyce
hobbysty. Zaciśnij więc zęby i zapoznaj
się z tym materiałem, bo musisz to przy−
najmniej z grubsza rozumieć, o ile tylko
naprawdę chcesz być prawdziwym elek−
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 11/98
Pierwsze kroki
Rys. 3 Model Ebersa−Molla
M
tronikiem. I obiecuję ci, że przedstawię
tu niezbędne minimum − informacje na−
prawdę konieczne do zrozumienia i upo−
rządkowania wielu zagadnień porusza−
nych w podręcznikach i katalogach.
W następnym numerze znów króciut−
ko przypomnimy sobie pojęcie „czarnej
skrzynki“. Ale najpierw powrócimy do
bardzo uproszczonego modelu tranzy−
stora.
Modele tranzystora
Dowiedziałeś się już (może nawet
zmierzyłeś omomierzem), że tranzystor
bipolarny to jakby połączenie dwóch
diod, jak widać na rysunku 1. Ale tranzy−
stor to coś więcej niż dwie diody. Swego
czasu do znudzenia tłumaczyłem ci poj−
ęcie źródła prądowego i w końcu doszliś−
my do wniosku, że działanie tranzystora
z grubsza odpowiada działaniu wyimagi−
nowanego układu, pokazanego na rysun−
ku 2. To właśnie jest bardzo prosty, ale
jakże przydatny model tranzystora.
Proste? Ale czy to już wszystko?
Właśnie! Nie tak prędko! Bo czy na
przykład nasz tranzystor wzmacnia je−
dnakowo napięcia stałe, przebiegi zmien−
ne małej częstotliwości i przebiegi w.cz?
Na razie nie wiemy, ale chyba nie... Prze−
cież analizując działanie tranzystora do−
tychczas rozpatrywaliśmy tylko działanie
dla prądów stałych.
Jakiś czas temu tłumaczyłem ci, że
gdybyśmy chcieli bardzo dokładnie opi−
sać zachowanie i wszystkie parametry
rzeczywistych układów (w tym szczegól−
nie tranzystorów), to musielibyśmy u−
względnić całą masę różnych czynników,
z których prawdę mówiąc, niektóre rze−
czywiście mają znaczny wpływ, ale inne
dają o sobie znać w bardzo małym stop−
niu. Nie masz chyba wątpliwości, że w
praktyce pomijamy te mało znaczące
czynniki, upraszczamy zagadnienie i szu−
kamy sposobów na jak najprostsze
przedstawienie działania układu. Przy−
jmujemy uproszczone modele. Takimi
modelami są „czysta“ rezystancja,
„czysta“ pojemność, „czysta“ indukcyj−
ność, idealne źródło prądowe czy napię−
ciowe i z ich pomocą utworzyliśmy bar−
dzo uproszczony model tranzystora z ry−
sunku 2.
Ten model pokazuje nam z grubsza,
jak zachowuje się tranzystor. W tym mo−
delu kluczowymi parametrami są:
wzmocnienie prądowe (stosunek prądu
kolektora do prądu bazy), które oznaczy−
liśmy β oraz napięcie przewodzenia
złącza baza−emiter. To rozumiesz dobrze.
Ale niestety, tranzystor to bardzo kap−
ryśne zwierzę. Nie zdziwisz się więc, że
to monstrum, które znajdziesz na rysun− Rys. 4 Model hybryd Π dla konfiguracji WE
ku 3 to bardziej precyzyjny model tranzy−
stora. Jest to tak zwany model Ebersa− ma końcówkami płynie prąd, czy nie.
Molla (od nazwisk uczonych, którzy go Model z rysunku 2 okazał się pożyteczny
zaproponowali). Na tym modelu znaj− przy obliczaniu prostych układów prze−
dziesz dwie znajome „diody“ z rysunku łączających. Model z rysunku 3 i podob−
1 oraz źródło prądowe z rysunku 2. Po ne są wykorzystywane w programach
chwili zastanowienia uznasz, że rzeczy− symulacji komputerowej.
Wszystko jasne. A teraz mam dla cie−
wiście wszystko pasuje, bo spolaryzo−
waną zaporowo „diodę kolektorową“ na bie kolejną ważną sprawę. Ważną, a zu−
rysunku 2 pominięto. Może trochę zanie− pełnie nie rozumianą przez większość
pokoi cię drugie źródło prądowe między początkujących, którzy od początku są
bazą a emiterem, ale zapewne te dwa przerażeni stopniem trudności zagadnie−
źródła można zastąpić jednym pokaza− nia.
Spójrz na rysunek 4 przedstawiający...
nym na rysunku 2. Także zaznaczone po−
jemności nie wzbudzą wątpliwości − na Co? No właśnie, według mądrych ksią−
pewno w dość skomplikowanym two− żek jest to „model hybryd Π tranzystora
rze, jakim jest tranzystor, występują ja− dla konfiguracji WE“. I tu właśnie wielu
początkujących popada w rozpacz: prze−
kieś pojemności.
Czy mając taki model i opisujące go cież taki model w niczym nie przypomina
równania, wiemy już wszyściutko o tran− łatwego do intuicyjnego pojęcia modelu
tranzystora z rysunków 1...3. Czarna roz−
zystorze?
Niestety nie! W głębokiej tajemnicy pacz! Pół biedy, że model jest tak skom−
mogę ci zdradzić, że nawet ten dość zło− plikowany − najgorsze jest to, że nie ma
żony model z rysunku 3 (wraz z opi− tu żadnych diod, tylko rezystancje, kon−
sującymi go równaniami matematyczny− duktancje (odwrotność rezystancji), po−
mi) też nie przedstawia calusieńkiej praw− jemności i źródło prądowe. Dlaczego tak
dy o tranzystorze. Na przykład w progra− jest? Gdzie się podziały diody? Właśnie
mach komputerowych stosowany jest u− ten brak diod wprowadza zamieszanie w
lepszony model, zwany modelem Gum− umysłach początkujących. Głębokie (i
słuszne) przekonanie, że w obwodzie ba−
mela−Poona, ale i on nie jest doskonały.
Co prawda znamy fundamentalne pra− za−emiter występuje przecież dioda, a
wa fizyki, na których opiera się działanie ściślej złącze półprzewodnikowe, nasu−
tranzystora i znamy też równania mate− wa wniosek, że oto przekroczono gra−
matyczne dokładnie opisujące działanie nicę zdrowego rozsądku i wkroczono w
tranzystora, ale są to (uważaj!) nielinio− dziedzinę elektronicznej czarnej magii.
A więc wobec modelu z rysunku 4
we równania drugiego rzędu z pocho−
dnymi cząstkowymi, które nie mają ogól− mamy dwa zarzuty: brak diod (złącz) i
nego rozwiązania, a po ich linearyzacji brak obwodów zasilania.
rozwiązania mają bardzo złożoną postać
szeregów nieskończonych.
Rys. 5 Przykładowy układ pomiarowy parametrów zmien −
Niewesoła historia!
noprądowych tranzystora
Właśnie dlatego konie−
cznością jest stosowanie mo−
deli uproszczonych. Na ile u−
proszczonych? To oczywiście
zależy już od dokładności wy−
ników obliczeń, jakie chcemy
uzyskać oraz od warunków
pracy tranzystora. Jeśli chce−
my sprawdzić, czy tranzystor
nie jest uszkodzony, to wyko−
rzystujemy model z rysunku
1 i omomierzem sprawdza−
my, czy między danymi dwo−
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 11/98
65
Pierwsze kroki
Rys. 6 Charakterystyka wejściowa tranzystora
Temat wcale nie jest taki trudny, jak
mogłoby się wydawać na pierwszy rzut
oka. Kluczem do jego zrozumienia jest
jedno sformułowanie: o ile modele z ry−
sunków 1...3 są ogólnymi (powiedzmy u−
niwersalnymi) modelami tranzystora, o
tyle rysunek 4 pokazuje model dotyczący
jedynie prądów zmiennych (ściślej sinu−
soidalnych o małych amplitudach i nie−
zbyt wielkich częstotliwościach).
W samej rzeczy nie jest to − powie−
dzmy obrazowo − model „gołego“ tran−
zystora. W tym wypadku model przed−
stawia zachowanie tranzystora odpowie−
dnio zasilanego i spolaryzowanego.
Właśnie dlatego, że jest to model słu−
szny tylko dla sygnałów zmiennych. Ob−
wody zasilania i polaryzacji muszą wy−
stąpić w każdym realnym wzmacniaczu,
ale tu chodzi o model przedstawiajacy
zachowanie tranzystora dla przebiegów
zmiennych, więc obwody te po prostu
pominięto Ot i cała tajemnica!
Dla zakresu wielkich częstotliwości
rzędu dziesiątek i setek megaherców
wykorzystuje się jeszcze inny model
tranzystora, słuszny oczywiście dla prze−
biegów o wysokiej częstotliwości, i tak−
że nie uwzględniający jakichkolwiek ob−
wodów prądu stałego.
No właśnie, to trzeba wiedzieć: mo−
dele takie, jak na rysunku 4 (i modele
czwórnikowe, o których opowiem ci w
następnym odcinku) pokazują właści−
wości tranzystora spolaryzowanego, dla
pewnego określonego punktu pracy i
sterowanego małym sygnałem. Patrząc
więc na model z rysunku 4 zawsze powi−
nieneś mieć świadomość, że w rzeczy−
wistości dotyczy on tranzystora pracuj−
ącego w układzie mniej więcej takim, jak
na rysunku 5 (lub podobnym). Wyjaśniliś−
my oto brak obwodów zasilania − trochę
trudniej pójdzie z wyjaśnieniem braku
diod (złącz). Słusznie podejrzewasz, że w
modelu z rysunku 4 diodę zastąpiono re−
zystancją (ściślej konduktancją, co nicze−
go nie zmienia). Czy wolno tak robić?
Musimy wrócić do charakterystyki
diody, pokazanej na przykład na rysunku
6 skopiowanym z EdW 3/98. Jaką rezy−
stancję ma dioda?
66
No jaką? Spróbuj samodzielnie od− więc narysować prostszy model z rezy−
powiedzieć na to pytanie!
stancją, cały czas pamiętając, że dotyczy
Masz rację! W zasadzie mówienie to jednego jedynego punktu pracy i ma−
o jednej konkretnej rezystancji diody łych sygnałów zmiennych (w naszym
nie ma sensu. Rezystancję słusznie przypadku dotyczy prądu bazy równego
możemy określić jako stosunek na− 0,2mA i odpowiadającego mu β−razy
pięcia do prądu:
większemu prądu kolektora). Taki model
R=U/I
znajdziesz na rysunku 8.
Na podstawie rysunku 6 możesz
Czy to zrozumiałeś?
przybliżeniu obliczyć rezystancję dio−
Jeśli tak to świetnie, jeśli nie, czytaj
dy dla kilku punktów pracy (napięć i dalej, a potem powróć do ostatniego
prądów), oznaczonych A, B, C.
fragmentu jeszcze raz.
Dla A RA = 0,66V/1mA = 660Ω
Najpierw ważne pytanie: czy wartoś−
cią tej zastępczej rezystancji jest obliczo−
Dla B RB = 0,613V/0,2mA = 3,065kΩ
na wcześniej „rezystancja“ diody dla
Dla C RC = 0,55V/0,01mA = 55kΩ
Czyli rezystancja diody ogromnie punktu B (około 3kΩ)
I ten temat musisz bardzo dobrze roz−
zmienia się (zmniejsza) wraz ze wzro−
stem prądu. Nie można powiedzieć, że umieć, dlatego na rysunku 9 narysowa−
dana dioda ma jakąś jedną, konkretną re− łem ci analogiczne wykresy dla kilku re−
zystorów. Sprawa jest jasna: wartość re−
zystancję.
Ale teraz spójrzmy na zagadnienie z zystancji jest nieodłącznie związana z (u−
trochę innej strony. W EdW 4/98 wyka− ważaj!) nachyleniem prostej na wykre−
załem ci, że jeśli tranzystor ma wzmac− sie. Czy nachylenie prostoliniowego ka−
niać sygnały zmienne, to musi on być od− wałka charakterystyki z rysunku 7 wska−
powiednio spolaryzowany. Inaczej mó− zuje na rezystancję obliczoną wcześniej
wiąc, między bazą a emiterem musi wy− dla punktu B?
Niestety nie!
stępować jakieś napięcie stałe (około
Zauważ, że wszystkie linie na rysunku
0,6V), które wywoła jakiś niewielki stały
prąd bazy. Dopiero na takie polaryzujące 9 przechodzą przez początek układu
napięcie stałe zostaje nałożone niewiel − współrzędnych. Natomiast gdybyś
kie napięcie zmienne, co oznacza nie− przedłużył prostoliniowy odcinek charak−
wielką modulację prądu bazy, Rysunek 7 terystyki z rysunku 7, to uzyskana linia na
pokazuje w powiększeniu kawałek cha− pewno nie przejdzie przez początek ukła−
rakterystyki z rysunku 6.Przypuśćmy, że du (punkt 0V, 0A). Jak to rozumieć?
Wychodzi na to, że mamy do czynie−
obwód polaryzacji dostarcza prądu
0,2mA i napięcie baza−emiter UBE wyno− nia z dwoma rezystancjami: jedną obli−
czoną poprzednio (stosunek napięcia i
si 0,613V.
Teraz bardzo uważaj − jeśli na stałe na− prądu), drugą wynikającą z nachylenia
pięcie polaryzujące zostanie nałożony odcinka charakterystyki.
niewielki przebieg zmienny (na rysunku 7
jest to przebieg o amplitudzie
10mV), to chwilowy punkt Rys. 7 Fragment charakterystyki wejściowej
pracy diody (złącza) będzie
oscylował pomiędzy punkta−
mi B2 i B1. Zauważ, że przy
tak małych zmianach napięcia
między bazą a emiterem dla
uproszczenia możemy śmiało
przyjąć, że ten wykorzysty−
wany kawałek charakterysty−
ki jest linią prostą. A jeśli linią
prostą, to znaczy że układ się
zachowuje tak, jakby tam by−
ła rezystancja (bo właśnie re−
zystancja daje na wykresie li−
nię prostą). Co z tego wyni−
ka?
Przy ustaleniu spoczynko−
wego punktu pracy tranzysto−
ra w punkcie oznaczonym B i
przy niewielkim sygnale, w u−
proszczonym modelu rzeczy−
wiście możemy pominąć
diodę i potraktować ją jako
rezystancję i zamiast modelu
z diodą z rysunku 2, możemy
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 11/98
Pierwsze kroki
Rys.8 Najprostszy zmiennoprądowy model
tranzystora
Pierwszą z nich nazywamy rezy−
stancją statyczną. Tu nie ma wątpliwoś−
ci. Jest to stosunek napięcia stałego do
prądu stałego.
Druga to rezystancja dynamiczna. Dy−
namiczna, bo dotyczy sygnału zmienne−
go. Jeśli w szkole uczyłeś się o pocho−
dnych, to masz tu praktyczny przykład
ich zastosowania. Jeśli się nie uczyłeś
lub już zapomniałeś, pokażę ci to w spo−
sób uproszczony. Nieprzypadkowo na ry−
sunku 7 zaznaczyłem punkty B1 i B2. Za−
uważ, że przy zmianie napięcia o ∆U
(20mV), prąd zmienia się o ∆I (około
0,115mA). Mamy tu przyrosty (zmiany)
napięcia i prądu, ale nic nie stoi na prze−
szkodzie, by zastosować do nich wzór na
rezystancję.
Napiszemy:
∆U / ∆I =
no właśnie, równa się czemu? Równa
się rezystancji dynamicznej, inaczej róż−
nicowej, a nawet różniczkowej. Żeby ją
odróżnić od poprzednio obliczanej rezy−
stancji statycznej, oznaczamy ją małą li−
terą r, nie dużą R. Zapamiętaj tę umowę
− często dla uniknięcia niejasności i po−
myłek, wielkości dotyczące przebiegów
zmiennych oznaczamy małymi literami, a
dotyczące stałych napięć, prądów, rezy−
stancji, itp. − dużymi literami.
Możesz bez większego trudu obli−
czyć, że wartość rezystancji dynamicznej
r w punkcie A z rysunków 6 i 7 wynosi o−
koło
r = 20mV / 0,0115mA = 174Ω, co zna−
cznie różni się od poprzednio obliczonej
dla tego punktu rezystancji statycznej R,
wynoszącej około 3kΩ. Tu na marginesie
wyjaśnienie: dla elementów liniowych
(np. rezystora), rezystancja dynamiczna i
Rys.9 Charakterystyki różnych rezystorów
statyczna są równe. Rozróżniamy je tyl−
ko w przypadku elementów nielinio−
wych. A potem mówimy, że rezystancja
widziana dla prądu stałego wynosi X o−
mów, a rezystancja widziana dla prądu
zmiennego wynosi Y omów. Przyzwy−
czaj się do takich sformułowań, bo je−
szcze się z nimi spotkasz.
Teraz już chyba rozumiesz, dlaczego
w modelu dotyczącym małych przebie−
gów zmiennych można zamiast diody
narysować rezystor − spolaryzowana ja−
kimś prądem dioda (złącze) dla małych
napięć zmiennych stanowi jakąś kon−
kretną rezystancję. Jeśli przebieg
zmienny będzie znacznie większy, nie
powinniśmy stosować uproszczeń, za−
kładając że charakterystyka jest linio−
wa. Wtedy musimy uwzględnić krzy−
wiznę charakterystyki wejściowej i do
ewentualnych wzorów podstawiać wy−
rażenie matematyczne opisujące naszą
krzywą charakterystyke. Oczywiście
koszmarnie skomplikowałoby to obli−
czenia, więc nawet się do tego nie do−
tkniemy. W praktyce praca ze zbyt du−
żym sygnałem wejściowym oznacza po
prostu pojawienie się na wyjściu zniek−
ształconego sygnału (tu widzisz, dla−
czego takie zniekształcenia nazywa się
nieliniowymi − bo wynikają z nielinio−
wości charakterystyki wzmacniacza).
Uff, to już prawie koniec!
Być może jednak umknęła twojej u−
wagi jeszcze jedna pozorna trudność,
wprowadzająca w błąd początkujących:
jeśli mówimy o prądach zmiennych, to
dlaczego na schemacie zastępczym na−
dal rysujemy źródło prądowe? Przecież
kiedyś tłumaczyłem ci, że jest to źródło
prądu stałego i prawdopodobnie głęboko
utrwaliłeś sobie podane przeze mnie je−
go wyobrażenie.
Mam nadzieję, że nie sprawi ci kłopo−
tu wyobrażenie „zmiennego“ źródła
prądowego. Niewiele tu nowego − w ta−
kim źródle prąd okresowo zmienia war−
tość i kierunek. Przemyśl wiec teraz tę
sprawę i przyzwyczaj się do myśli, że
zmiennoprądowe źródła prądowe są tak
samo naturalne i potrzebne w naszych
teoretycznych rozważaniach, jak
źródła stałoprądowe. Oczywiście w
modelu z rysunku 4 oraz 8 wy−
stępuje zmiennoprądowe źródło
prądowe.
Na sam koniec jeszcze jedno za−
gadnienie. Nie pomijaj tego materia−
łu, na pewno powinieneś o tym wie−
dzieć.
Parę słów o tym, jak z lekkostra−
wnego modelu pokazanego na ry−
sunku 8 robi się model z rysunku 4.
Model z rysunku 2 oraz 8 sugeru−
je, że działanie tranzystora jest bez−
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 11/98
nadziejnie proste i że prąd kolektora zale−
ży jedynie od prądu bazy (napięcia baza−
emiter). Już ci mówiłem, że tranzystor to
kapryśne zwierzę. Nie będę cię tu kato−
wał rozważaniami na temat wstrzykiwa−
nia nośników, modulacji szerokości bazy
czy zmian pojemności dyfuzyjnej i złączo−
wej pod wpływem zmian napięcia kolek−
tora.
W każdym razie w bardziej precyzyj−
nym modelu źródło prądowe nie jest i−
dealne, a ponadto występują nikomu nie−
potrzebne i wręcz szkodliwe pojemności
oraz szkodliwa rezystancja obszaru bazy,
a na dodatek to co dzieje się na wyjściu
(zmiany napięcia kolektora) w zauważal−
nym stopniu wpływa na obwody wej−
ściowe (czyli występuje swego rodzaju
wewnętrzne sprzężenie zwrotne z wy−
jścia na wejście).
I właśnie poszczególne elementy na
rysunku 4 reprezentują te niepożądane
zjawiska. Widzisz, jak ktoś to wszystko
sprytnie wykombinował?
Przy okazji analizy rysunku 4 − w obli−
czeniach teoretycznych bardzo często
dla wygody zamiast rezystancją R lub r
posługujemy się konduktancją G lub g,
czyli przewodnością, która jak wiesz
jest odwrotnością rezystancji. Może ci
się to wyda dziwne i myślisz, że to u−
trudnienie. Jednak przy różnorodnych
dość skomplikowanych obliczeniach
jest to nawet pewne ułatwienie. I nie
myśl, że ta konduktancja (i później ad−
mitancja) to coś potwornie trudnego do
intuicyjnego pojęcia − po pewnym cza−
sie także ty byś się przyzwyczaił i jedna−
kowo dobrze rozumiał czy wyczuwał
sens rezystancji i konduktancji. Dlatego
nie przejmuj się tym że na rysunkach
znajdziesz zarówno rezystancje (dyna−
miczne) r, jak i konduktancje (i transkon−
duktancje) g. Powiem więcej − na tym
poziomie rozważań, na którym jesteś−
my, nic się nie stanie, jeśli nawet pomy−
lisz konduktancję z rezystancją. A spra−
wa wspomnianej transkonduktancji (o−
znaczonej gm) wyjdzie nam w całym
swym blasku, gdy będziemy analizować
działanie tranzystorów polowych.
Mógłbym ci jeszcze zasygnalizować
lub nawet wyjaśnić kilka dalszych zaga−
dnień związanych z omówionymi mode−
lami tranzystora, ale przecież ustaliliśmy,
że nie jest to systematyczny kurs teore−
tyczny, tylko mam ci nakreślić ogólny ob−
raz, byś rozumiał z grubsza, o co chodzi
w katalogu. Dlatego ten odcinek kończy−
my, a w następnym odcinku powrócimy
do czarnej skrzynki i porozmawiamy o
czwórnikach, modelu zaciskowym i wre−
szcie wyciągniemy praktyczne wnioski
ze zdobytej wiedzy.
Piotr Górecki
67
Pierwsze kroki
część
12
Tranzystory
dla początkujących
Układ ze wspólnym kolektorem
W poprzednich odcinkach przedstawiłem model tranzystora. Od pewnego czasu krążymy wokół tematu, którego nie sposób
ominąć. Musisz dobrze zapoznać się z właściwościami tranzystora pracującego w układach wspólnego kolektora, wspólnego
emitera i wspólnej bazy. Teraz masz wszelkie informacje, które sprawią, że takie zapoznanie wcale nie będzie bolesne,
a może nawet być przyjemne. Dla rozgrzewki pod lupę weźmiemy najpierw “prosty” układ ze wspólnym kolektorem.
Od razu przgotuj sobie EdW 11/98, bo będziesz korzystał z zamieszczonych tam rysunków.
Rozpatrzmy pewne przypadki szcze−
stępuje spadek napięcia wynoszący oko−
Wspólny kolektor – OC
Literki OC w śródtytule to międzynaro− ło 0,6V. I to jest kluczowa informacja o u− gólne dla prądów stałych. Gdy napięcie
na bazie będzie równe napięciu kolektora
dowy skrót oznaczający właśnie wspólny kładzie OC.
Przeanalizujmy wspólnie układ z rysun − (dodatniemu napięciu zasilania), wtedy
kolektor; w krajowej literaturze spotkasz
często skrót WK. Przykład realizacji ukła− ku 2a. Zaznaczyłem ci na nim wszystkie napięcie na emiterze będzie o te około
du ze wspólnym kolektorem znajdziesz ważne napięcia i prądy stałe. Przyjmijmy 0,6V niższe. A co wtedy, gdy napięcie ba−
na rysunku 1. W przykładach, które oma− dla ułatwienia, że wzmocnienie prądowe zy jeszcze trochę wzrośnie, powiedzmy
wiałem wcześniej sygnał wyjściowy za− tranzystora, czyli β wynosi 100, a napię− pół wolta powyżej napięcia zasilania? Nie−
możliwe? Wprost przeciwnie, taka sytua−
wsze występował na kolektorze. Teraz cie UBE jest równe 0,6V.
Od czego zacząć? Obowiązkowo od cja czasami się zdarza. Co wtedy? Po−
kolektor podłączony jest wprost do szyny
zasilania, a wyjściem jest emiter. Nic nie obwodu bazy, a dokładnie − napięcia bazy. patrz na rysunek 2b. Nie zapominaj, że
szkodzi − podstawowa zasada działania u− Napięcie na bazie jest praktycznie równe napięcie nasycenia tranzystora (UCEsat)
kładu OC jest beznadziejnie prosta: jak napięciu baterii B1. W rzeczywistości jest przy niewielkich prądach wynosi kilkanaś−
pamiętasz, złącze baza−emiter możesz mniejsze o niewielki spadek napięcia na cie czy kilkadziesiąt miliwoltów – tym sa−
traktować jak najzwyklejszą diodę. W cza− rezystorze RB. Na razie pomińmy ten mym podwyższając napięcie bazy powy−
sie normalnej pracy na tej “diodzie” wy− szczegół − niech napięcie bazy wynosi żej napięcia kolektora możesz uzyskać na
+6V. Tranzystor jest otwarty, płynie prąd emiterze napięcie wyjściowe różniące się
w obwodzie kolektor−emiter. Jaki prąd? od napięcia kolektora tylko o te miliwolty.
Wartość tego prądu wyznaczona jest Dokładnie przeanalizuj rysunek 2b i zapa−
przez rezystancję RE (270 omów) i napię− miętaj wnioski.
cie na tej rezystancji (5,4V). Napięcie to,
A gdyby napięcie baterii B1 było zna−
UE, jest równe napięciu bazy pomniejszo− cznie wyższe niż napięcie kolektora?
nemu o napięcie baza−emiter UBE.
Wtedy prąd będzie płynął z baterii B1
A co się stanie, jeśli napięcie na bazie przez rezystor RB. Jeśli wartość RB będzie
się zwiększy? Napięcie na emiterze też niewielka, to bateria B1 będzie nie tylko
się zwiększy. Nie masz chyba wątpliwoś− zasilać nasz wzmacniacz tranzystorowy,
ci, że napięcie wyjściowe (na emiterze) ale nawet ładować baterię B2. Nie jest to
podąża za zmianami napięcia bazy, będąc groźne dla tranzystora, dopóki nie jest
przekroczony maksymalny katalogowy
cały czas niższe o około 0,6V.
Rys. 1
prąd bazy IBmax.
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 2/99
33
Pierwsze kroki
Rys. 3
Rys. 2
A co będzie, gdy napięcie bazy będzie
wynosić 0...0,5V? Sytuację ilustruje rysu−
nek 2c. Dla napięć z tego zakresu tranzy−
stor będzie praktycznie zatkany i napięcie
wyjściowe będzie równe zeru. A dlacze−
go tylko od zera do 0,5V, a nie 0,6V? Po−
równaj rysunek 6 w EdW 11/98 str. 66 i
przekonaj się, że znaczący prąd bazy po−
jawi się dla napięć UBE większych od
0,5V. Kwestia 0,5 czy 0,6V to mniej waż−
ne szczegóły − nie musisz się w nie
wgłębiać.
Ogólnie wszystko jest jasne i proste.
Wzmacniacz OC wprawdzie nie wzmac−
nia napięcia, ale wzmacnia prąd. Zwróć u−
wagę, że napięcie na obciążeniu podąża
za napięciem wejściowym (będąc od nie−
go o 0,6V mniejsze), a co najważniejsze –
prąd bazy, obciążający źródło sygnału jest
β−krotnie mniejszy od prądu obciążenia
(ściślej β+1−krotnie, ale to nie ma w prak−
tyce absolutnie żadnego znaczenia). Po−
nieważ w układzie wspólnego kolektora
napięcie na wyjściu powtarza zmiany na−
pięcia wejściowego (wtóruje mu), jest on
bardzo często nazywany wtórnikiem. Że−
by było śmieszniej – wtórnikiem emitero−
wym.
Zapamiętaj: wtórnik emiterowy to
wzmacniacz tranzystorowy w układzie
OC.
Stałoprądowy wzmacniacz OC jest
bardzo często wykorzystywany w roli bu−
fora – w wielu wypadkach obciążenia nie
można podłączyć wprost do jakiegoś
punktu w układzie, a zastosowanie bufo−
ra w postaci jednego tranzystora rozwią−
Rys. 4a
34
zuje problem. Przykład takiego zastoso−
wania pokazany jest na rysunku 3. Zwróć
uwagę, że nie ma tu potrzeby stosowa−
nia rezystora RB.
Idziemy dalej.
Rysunki 2 i 3 dotyczą napięć i prądów
stałych. A jakie będą właściwości układu
OC dla przebiegów zmiennych?
W analizie układu z rysunku 1 pomoże
rysunek 4. Nie jest to jakiś inny wtórnik –
nadal tranzystor spolaryzowany jest na−
pięciem stałym i płyną stałe prądy bazy
oraz emitera. I na te stałe prądy i napięcia
nałożone są przebiegi zmienne. Stałe na−
pięcie polaryzujące na bazie tranzystora z
rysunku 4a wynosi 6,6V i na to napięcie
nałożony jest przebieg sinusoidalny
o wartości międzyszczytowej równej 4V.
Przebiegi na bazie, emiterze i na wyjściu
pokazane są na rysunku 4b. Porównanie
przebiegów UI, UO (które są praktycznie
jednakowe) rodzi pytanie, po co taki
wzmacniacz, który nie wzmacnia?
Wbrew pozorom, taki wzmacniacz
jest bardzo potrzebny i często stosowa−
ny. Zapewne się już domyślasz, że chodzi
o wzmocnienie prądu. Musisz to dobrze
zrozumieć, dlatego pomęczę cię trochę i
przeanalizujemy sprawę oporności wej−
ściowej i wyjściowej. Popatrz na rysunek
5. Niech nasze źródło sygnału – genera−
tor – o jakimś napięciu UG ma oporność
wewnętrzną RG, powiedzmy 1kΩ. Gdy−
byśmy bezpośrednio dołączyli do niego
oporność obciążenia RL równą 600Ω, na−
pięcie w punkcie X spadłoby o ponad
60% (do 37,5%UG). Gdy jednak podłączy−
my obciążenie równe na przy−
kład 10kΩ, napięcie to spadnie
tylko o niecałe 10% (do ok.
91%UG). Popatrz uważnie na ry−
sunek 4. Chcielibyśmy, żeby o−
porność wejściowa naszego
wtórnika (dla prądów zmien−
nych) była jak największa. Zape−
wne już gdzieś czytałeś, że to
właśnie układ ze wspólnym ko−
lektorem stosowany jest w przy−
padkach, gdy do źródła sygnału
mającego znaczny opór we−
wnętrzny trzeba podłączyć ob−
ciążenie o małej oporności. Prze−
konałeś się, że w obwodach
prądu stałego to rzeczywiście
działa. Zbadajmy teraz, jaka jest
oporność wejściowa i wyjściowa
wtórnika emiterowego dla prze−
biegów zmiennych.
Oporność wejściowa to stosunek
(zmiennego) napięcia wejściowego do
Rys. 4b
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 2/99
Pierwsze kroki
(zmiennego) prądu wej−
ściowego. W układzie z
rysunków 4 i 5 mamy
napięcie wejściowe (w
punkcie X) o wartości
4Vpp, musimy obliczyć
jakie są zmiany prądu
wejściowego. Na razie
przeanalizujmy jak za−
chowuje się sam tran−
zystor, bez wejścio−
wych obwodów polary−
zacji i bez obciążenia re−
zystancją RL. Załóżmy,
że
tranzystor
ma
wzmocnienie prądowe
(β) równe 100. W wa−
runkach pokazanych na Rys. 6
rysunku 4 przy średnim napięciu stałym
emitera równym +6V przez rezystor RE
(300Ω) płynie średni prąd 20mA, więc
średni prąd bazy wynosi 0,2mA. Chwilo−
we napięcie i prąd emitera zmieniają się
w takt sygnału: w “dolinach” spadają do
wartości 4V, 13,3(3)mA, a w szczytach
wzrastają do 8V, 22,6(6)mA.
Odpowiednio zmienia się też prąd ba−
zy – oscyluje on między wartościami
0,13(3)...0,26(6)mA mając średnią war−
tość równą 0,2mA. Czyli przy zmianach
napięcia wejściowego o 4V, prąd bazy
zmienia się tylko o
∆I = 0,26(6) – 0,13(3) = 0,13(3)mA.
A więc rezystancja wejściowa nasze−
go tranzystora z rysunku 4 wynosi:
Rwe = 4V / 0,13(3)mA = 30kΩ
Aż 30kΩ, czyli 100−krotnie więcej niż
wynosi rezystancja RE. Czy te 100−krotnie
to przypadek? Nie!
Sprawdź dla jakiejkolwiek wartości
wzmocnienia (β), że także dla przebiegów
zmiennych oporność wejściowa wtórnika
będzie β−krotnie większa niż oporność e−
miterowa.
Ale to nie koniec. Czy rzeczywiście
tranzystorowy wzmacniacz z rysunku 4
ma dla przebiegów zmiennych rezy−
stancję wejściową równą 30kΩ?
Nie i to z dwóch powodów.
Po pierwsze pominęliśmy oporność
obciążenia RL. Dołączenie obciążenia
spowoduje, że dla prądów zmiennych
wypadkowa oporność rezystancji między
emiterem a masą będzie równa równo−
ległemu połączeniu RE i RL (zakładamy, że
CE ma bardzo dużą pojemność). Przy war−
Rys. 5
tościach podanych na rysunku 4 obciąże−
nie dla przebiegów zmiennych będzie ró−
wne 200Ω. Już z tego powodu oporność
wejściowa dla prądów zmiennych, wi−
dziana od strony bazy wyniesie nie 30kΩ
tylko 200Ωx100=20kΩ.
Ale to nie koniec. Dotychczasowe roz−
ważania nadal nie uwzględniają rezystan−
cji RB. Tymczasem rezystancja ta też jest
obciążeniem dla generatora G. Bateria B1
ma oporność wewnętrzną równą lub
bliską zeru, a więc dla prądów zmiennych
stanowi zwarcie, podobnie jak kondensa−
tor o dużej pojemności (zapamiętaj to raz
na zawsze). Jeśli tak, to ostatecznie ge−
nerator G jest obciążony równoległym
połączeniem rezystancji RB (20kΩ) i obli−
czonej rezystancji wejściowej tranzystora
(20kΩ), czyli rezystancją równą 10kΩ.
Ilustruje to rysunek 6a. Obciążenie RL
podłączyliśmy do źródła (generatora)
przez wtórnik. Skoncentruj się! Źródło
“widzi” nasze obciążenie nie jako rezy−
stancję 600Ω, tylko jak wyliczyliśmy –
10kΩ. Czy to zrozumiałeś? Wtórnik zwię−
kszył oporność obciążenia widzianą od
strony źródła (teoretycznie β−krotnie, w
praktyce mniej). Zapamiętaj takie sformu−
łowanie – spotkasz je w literaturze. Spot−
kasz też inne stwierdzenie: “wtórnik
zmniejsza
oporność
(impedancję)
wyjściową układu”. To nie jest uzupełnie−
nie poprzedniego wniosku, tylko wyraże−
nie go w inny sposób, z innego punktu
widzenia. Gdy mianowicie rozpatrujemy
sytuację widzianą od strony obciążenia,
to stosowne jest to drugie stwierdzenie.
Ilustruje to rysunek 6b. Zastosowanie
wtórnika spowodowało, że obciążenie
“widzi” iż generator ma oporność
wyjściową znacznie mniejszą od RG (teo−
retycznie β−krotnie, praktycznie mniej). W
naszym przykładzie oporność wyjściowa
(generatora z wtórnikiem) widziana od
strony obciążenia wynosi 60Ω. Nic dzi−
wnego, że wtórnik emiterowy jest też na−
zywany (aktywnym) transformatorem im−
pedancji.
Dokładnie przemyśl tę sprawę i je−
szcze raz przeanalizuj rysunki 4...6. Na ry−
sunku 4 nie podałem ci, ile wynosi napię−
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 2/99
cie UG, bo nie chciałem zamącić obrazu.
Teraz możesz to łatwo obliczyć na pod−
stawie rysunku 6a albo 6b. Wychodzi, że
UG=4,4Vpp.
Mam nadzieję, iż wszystko jest jasne.
Wyciągnijmy wnioski. W układzie stało−
prądowym z rysunku 2 bufor transformu−
je oporności β−krotnie. W układzie zmien−
noprądowym z rysunku 4 nie uzyskasz β−
krotnej transformacji impedancji ze
względu na obecność rezystora(−ów) po−
laryzacji bazy oraz wpływu RE. Mimo to
wzmocnienie prądowe (β) tranzystora po−
winno być jak największe, jak największe
powinny być też rezystancje polaryzujące
w obwodzie bazy.
Uzbrojony w podaną wiedzę możesz
sam obliczyć, jaka będzie oporność wej−
ściowa budowanych przez ciebie wtórni−
ków. Ale wcześniej kilka ważnych dro−
biazgów.
Oto pierwszy. Na rysunku 7 znajdziesz
schemat wtórnika emiterowego, spoty−
kany w licznych książkach. Na pierwszy
rzut oka wszystko jest dobrze – nawet
bardzo dobrze, bo rezystancja polaryzu−
jąca w obwodzie bazy ma dużą wartość.
Uważaj teraz!
Gdy w jakiejś publikacji ktoś ci propo−
nuje budowę urządzenia zawierającego
taki wynalazek, możesz śmiało podejrze−
wać, że układ nie był rzetelnie sprawdzo−
ny i przetestowany, a jego twórca nie−
wiele zna się na elektronice i prawdopo−
dobnie nie zasługuje na miano konstruk−
tora. Z ubolewaniem trzeba stwierdzić,
że w amatorskiej literaturze do dziś po−
kutuje sporo układów z takimi “kwiatka−
mi”. Dlaczego jest to bardzo ryzykowne
Rys. 7
35
Pierwsze kroki
rozwiązanie? Przekonaj się sam! Określ
napięcie stałe na emiterze tranzystora z
rysunku 7 przy podanych wartościach
RB = 1MΩ i RE = 5kΩ dla trzech egzem−
plarzy tranzystorów o różnym wzmocnie−
niu:
β = 50 (np. jakiś stary tranzystor
BC527 czy BF519)
β = 200 (przeciętny współczesny tran−
zystor małej mocy)
β = 1000 (selekcjonowany tranzystor z
grupy C)
Jak to liczyć? Nawet nie trzeba prze−
prowadzać szczegółowych obliczeń, tyl−
ko zrozumieć sedno sprawy. Biorąc rzecz
w największym uproszczeniu powiemy,
iż w układzie z tranzystorem o małym
wzmocnieniu prąd bazy będzie stosunko−
wo duży, a przy dużym wzmocnieniu
prąd bazy będzie malutki. Ten prąd pola−
ryzacji bazy płynie przez rezystor RB i wy−
wołuje na nim spadek napięcia: czym
większy prąd, tym większy spadek napię−
cia. Już tu widać, że zastosowanie tranzy−
stora o małym wzmocnieniu spowoduje,
że napięcie stałe na rezystorze RE będzie
małe, nawet bardzo małe. Przy dużej war−
tości wzmocnienia napięcie na rezystorze
RE będzie duże, niewiele mniejsze od na−
pięcia zasilającego. Najczęściej chcieli−
byśmy, by napięcie stałe na RE było ró−
wne połowie napięcia zasilania – wtedy
nasz wtórnik będzie mógł przenosić bez
zniekształceń nawet duże sygnały. Ilu−
struje to rysunek 8.
Ponieważ jest to ważne, proponuję,
byś samodzielnie wykonał dokładniejsze
obliczenia napięć w układzie z rysunku 7.
Rys. 8
Napięcie zasilające rozłoży się na trzy
części:
Uzas = URB + UBE + URE
Przyjmijmy napięcie UBE=0,6V.
Uzas = IB*RB + 0,6V + β*IB*RE
przekształcamy kolejno, by obliczyć
prąd bazy
Uzas = IB(RB + β*RE) +0,6V
IB(RB + β*RE) = Uzas – 0,6V
IB = (Uzas – 0,6V) / (RB + β*RE)
Potem znając IB obliczamy
UE = β*IB*RE
Wykonaj obliczenia dla trzech poda−
nych wartości β.
I co? Przekonałeś się ostatecznie, że
w układzie z rysunku 7 napięcie stałe na
emiterze zależy ogromnie od wzmocnie−
nia tranzystora. To jest poważna wada.
36
Co prawda, jeśli konstruujesz jeden układ
dla własnych potrzeb, to od biedy
mógłbyś sobie pozwolić na układ z rysun−
ku 7. Dobrałbyś eksperymentalnie war−
tość RB, by uzyskać napięcie na RE równe
mniej więcej połowie napięcia zasilania.
Ale co wtedy, gdy po pewnym czasie
tranzystor ulegnie uszkodzeniu? Czy ktoś
reperujący twe urządzenie będzie pamię−
tał o konieczności dobrania rezystora RB,
czy wlutuje pierwszy lepszy tranzystor te−
go samego lub podobnego typu?
Dobry konstruktor nie może sobie poz−
wolić na takie niedoróbki. Musi przewi−
dzieć, że w układzie mogą być zastoso−
wane tranzystory o różnym wzmocnie−
niu, i albo podać warunek, że wzmocnie−
nie tranzystora ma być większe, np. od
300 (np. stosując tranzystory z grup B lub
C), albo zaproponuje rozwiązanie uniwer−
salne tolerujące tak duży rozrzut parame−
trów.
A jakie to miałoby być rozwiązanie uni−
wersalne? W praktyce wystarczy zasto−
Rys. 9
sować dzielnik napięcia R1, R2 według
rysunku 9. I tu powinieneś raz na zawsze
przyswoić sobie ważną zasadę: jeśli
chcesz się uniezależnić od wzmocnienia
tranzystora, prąd stały płynący przez rezy−
story dzielnika powinien być przynajmniej
kilkakrotnie większy, niż spodziewany
prąd obciążenia tego dzielnika, czyli stały
prąd bazy.
Oblicz teraz, jak zmieni się napięcie na
emiterze tranzystora w układzie z rysun−
ku 9, gdzie prąd dzielnika jest kilkakrotnie
większy od spodziewanego największe−
go prądu bazy. Obliczenia przeprowadź
jak poprzednio dla wartoś−
ci β: 50, 200 i 1000.
I co? Teraz lepiej?
Ale nie należy też prze−
sadzać ze zwiększaniem
prądu dzielnika w obwo−
dzie bazy. Nic za darmo!
Większy prąd to mniejsze
rezystancje dzielnika i
mniejsza wypadkowa rezy−
stancja wejściowa całego
wtórnika. Przykładowo dla
układu z rysunku 9 opor−
ność wejściowa dla prze−
biegów zmiennych wynosi
około 20 kilolomów i nie−
Rys. 10
wiele zależy od wzmocnienia tranzystora,
bo jest określona głównie przez rezystan−
cje dzielnika R1 i R2. Ponieważ dla prze−
biegów zmiennych bateria zasilająca sta−
nowi zwarcie (w praktyce zwarcie takie
zapewniają kondensatory filtrujące napię−
cie zasilania), więc dla przebiegów zmien−
nych rezystory dzielnika z rysunku 9 są
połączone równolegle, a do tego docho−
dzi rezystancja wejściowa tranzystora (i−
loczyn wzmocnienia β i wypadkowej o−
porności RE i RL). Ilustruje to rysunek 10.
Zmiany wzmocnienia tranzystora niewie−
le tu zmienią.
Jaki stąd wniosek? Bardzo prosty – w
swoich układach powinieneś stosować
tranzystory o jak największym wzmocnie−
niu – wtedy stały prąd bazy będzie mały i
wtedy będziesz mógł zastosować duże
wartości rezystorów dzielnika w obwo−
dzie bazy.
W praktyce często udaje się ominąć
ten problem i dołączyć bazę wprost do
poprzedniego stopnia, o ile napięcie stałe
jest tam właściwe. Przykład pokazany
jest na rysunku 11.
Przy okazji drobne przypomnienie: w
dotychczasowych rozważaniach pokazy−
wałem ci układy z tranzystorem NPN. Nic
nie stoi na przeszkodzie, być budował
wtórniki z tranzystorami PNP. Schemat
będzie ten sam, trzeba tylko odwrotnie
podłączyć bieguny zasilania i ewentualnie
odwrotnie włączyć kondensatory elektro−
lityczne. Przykład masz na rysunku 11b.
Za miesiąc podam kolejne ważne
informacje o wzmacniaczu ze wspólnym
kolektorem
Piotr Górecki
Rys. 11
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 2/99
Pierwsze kroki
część
6
Tranzystory
dla początkujących
Bezpieczny obszar pracy
Prąd kolektora
Na początek pytanie: czy prąd kolekto−
ra może mieć dowolnie dużą wartość?
Teoretycznie biorąc, zwiększając prąd ba−
zy, można dowolnie zwiększyć prąd ko−
lektora.
Jednak w konkretnym układzie maksy−
malny prąd kolektora płynie w stanie na−
sycenia tranzystora i co ważne, nie jest
wyznaczony przez tranzystor, tylko przez
wartość napięcia zasilania i rezystancji
obciążenia. Zmniejszając rezystancję ob−
ciążenia zwiększamy ten prąd.
Jak się słusznie domyślasz, prądu tego
nie można zwiększać dowolnie. Każdy
tranzystor ma określony przez producen−
ta maksymalny prąd kolektora, oznaczany
w katalogach ICmax.
Wartość tego prądu związana jest
z budową struktury tranzystora i gruboś−
cią połączeń wewnętrznych.
Przy przepływie prądu przez rezystan−
cję, wydziela się ciepło. Domyślasz się
prawdopodobnie, a może widziałeś na
własne oczy, że połączenia między krze−
mową strukturą tranzystora a wyprowa−
dzeniami wykonane są cienkim druci−
kiem. Pomimo że często jest to drucik ze
złota, przy przepływie nadmiernego prądu
zachowa się jak najzwyklejszy bezpiecz−
nik – rozgrzeje się i stopi.
Nie tylko ten drucik. Krzemowa struk−
tura tranzystora ma jakieś wymiary geo−
26
metryczne. Jeśli spróbowałbyś przepuś−
cić wielki prąd przez w sumie niewielki
przekrój tej struktury, uzyskasz dużą, zbyt
dużą gęstość prądu. Nie zapominaj, że
masz do czynienia z delikatną strukturą
półprzewodnikową i nadmierny wzrost
gęstości prądu spowoduje nie tylko
wzrost temperatury, ale i różne inne
szkodliwe zjawiska. Wspomnę tylko
o zmniejszaniu współczynnika wzmocnie−
nia prądowego (β) ze wzrostem prądu ko−
lektora.
Uzasadniłem tu w największym skró−
cie, że ze względu na grzanie doprowa−
dzeń i ograniczoną gęstość prądu
w strukturze, nie można bezkarnie zwięk−
szać prądu kolektora ponad wartość usta−
loną przez producenta.
Jeśli się chwilę zastanowisz, dojdziesz
pewnie do wniosku, że jeśli tranzystor
pracowałby w trybie impulsowym, czyli
otwierałby się i przepuszczał prąd tylko
przez krótkie odcinki czasu, to wspomnia−
ne składniki nie zdążą się nagrzać aż do
stopienia, a więc taki chwilowy, impulso−
wy prąd kolektora mógłby być większy,
niż prąd maksymalny przy pracy ciągłej.
Masz rację! W katalogach często po−
daje się maksymalny prąd kolektora przy
pracy ciągłej oraz maksymalny prąd ko−
lektora przy pracy impulsowej. Potwier−
dzenie zobaczysz za chwilę na charakte−
rystyce tranzystora mocy.
Ale na razie zajmiemy się pokrewną
sprawą. Jak myślisz, czy jeśli nie przekro−
czysz katalogowego prądu ICmax, oraz ka−
talogowego napięcia UCEmax, to czy twoje−
mu tranzystorowi nic nie grozi?
Moc strat
Zaczynamy omawiać ważny i jak się
okaże – trochę trudny temat. Musisz go
dobrze zrozumieć! Najtrudniejsze infor−
macje podam za miesiąc, dziś zajmiemy
się elementarzem.
Na pewno spotkałeś się już z określe−
niem: moc tranzystora.
Co to takiego jest ta moc tranzystora?
A co to jest w ogóle moc?
Z pojęciem mocy masz do czynienia
w przypadku wielu urządzeń: jakiś silnik
ma moc 100 watów, grzejnik elektryczny
ma moc 2000 watów, lutownica ma moc
40W. Masz też dwie żarówki o mocy
60W: typową na napięcie 220V oraz sa−
mochodową na napięcie 12V.
Wszystkie te urządzenia pobierają ze
źródła energię elektryczną i zamieniają ją
na inne rodzaje energii: na ciepło, na
energię mechaniczną (silnik), na energię
świetlną (żarówka).
Czym większa moc, tym więcej ener−
gii pobiera w każdym momencie dane
urządzenie. Obie wspomniane żarówki
pobierają tę samą moc 60W. Czym się
różnią? Na pewno tym, że jedna pracuje
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 6/98
Pierwsze kroki
rys. 43
przy napięciu 12 woltów i pobiera 5 am−
perów prądu (co daje 12V×5A = 60W),
a druga, pracująca przy napięciu 220V,
pobiera nieco ponad 0,27 ampera (co też
daje 220V×0,27(27)A = 60W).
Czyli tę samą moc można uzyskać
przy różnych prądach i napięciach. Oto
proste wzory potrzebne do obliczeń mo−
cy, jaką pobierają urządzenia elektryczne
pracujące przy prądzie stałym (przy prą−
dzie zmiennym dotyczą obciążenia rezys−
tancją). Zapamiętaj je raz na zawsze:
P= U×I
Ponieważ U = I×R, po podstawieniu:
P = I2 × R
W żadnym wypadku! Nie masz chyba
wątpliwości, że jeśli struktura tranzystora
byłaby dobrze odizolowana termicznie od
otoczenia, to wydzielające się i groma−
dzone ciepło powodowałoby wzrost tem−
peratury. To szkodliwe ciepło trzeba od−
prowadzić do otoczenia i rozproszyć. Ilu−
struje to rysunek 43.
Zasada jest prosta: ciepło przepływa
od ośrodka cieplejszego do ośrodka zim−
niejszego.
Wiesz już, co to jest moc strat tranzys−
tora. Ale właśnie tu początkujący popeł−
niają kardynalny błąd. Rozumują następu−
jąco: jeśli tranzystor może pracować przy
katalogowym maksymalnym napięciu ko−
lektora UCE0 i maksymalnym prądzie ko−
lektora Icmax, to maksymalna „moc tran−
zystora” wynosi P=UCE0×ICmax.
Jest to absolutna bzdura, nie wolno
tak liczyć, trzeba poszukać w katalogu do−
puszczalnej całkowitej mocy strat, ozna−
czanej Ptot. Zakoduj sobie pod sufitem
raz na zawsze: całkowita moc strat tran−
zystora Ptot jest zawsze mniejsza niż ilo−
czyn UCE0×Icmax.
Ponieważ I=U/R, po podstawieniu:
P=
U2
R
Wracając do pytania o moc tranzysto−
ra: Czy chodzi o moc wydzielaną w obcią−
żeniu? Czy może moc wydzielaną w tran−
zystorze? A może jeszcze o coś innego?
Wcześniej tłumaczyłem, że obwód ko−
lektorowy tranzystora jest sterowanym
źródłem prądowym, a nie zmiennym re−
zystorem, jednak nie zmienia to faktu, że
w strukturze tranzystora przy przepływie
prądu będzie się wydzielać moc strat
w postaci ciepła. Wielkość tych strat
cieplnych wyznaczona jest wzorem:
A teraz obliczmy wspólnie, jaka moc
wydzieli się w układach z rysunku 44
w tranzystorze, a jaka w obciążeniu.
rys. 44
P = U CE × I C
UCE to aktualne napięcie miedzy kolek−
torem a emiterem, a IC to aktualny prąd
kolektora. (Ściślej biorąc, powinniśmy też
uwzględnić dodatkową moc strat w ob−
wodzie bazy równą UBE×IB, jednak zwyk−
le ją pomijamy, bo jest dużo mniejsza, niż
moc strat kolektora UCE×IC)
Jak więc rozumieć „moc tranzysto−
ra”? Chodzi tu o moc strat tranzystora,
czyli o ciepło wydzielane na bieżąco
w strukturze tranzystora. Moc elektrycz−
na P = UCE×IC przez cały czas zamienia się
na ciepło, dokładnie tak samo, jak w elek−
trycznym grzejniku. Krótko mówiąc, pra−
cujący tranzystor jest niewielkim grzej−
niczkiem, piecykiem. Jak się łatwo do−
myślić, wydzielane ciepło jest produktem
ubocznym, który do niczego nie jest nam
potrzebny, a tylko stwarza mnóstwo
problemów.
A co się dalej dzieje z tym ciepłem?
Czy pozostaje ono w tranzystorze?
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 6/98
Dla rysunku 44a najpierw policzymy
napięcie na obciążeniu, potem napięcie
na tranzystorze, a potem obie moce.
Napięcie na rezystorze obciążenia:
UR=5mA×1kΩ = 5V
Moc wydzielana w rezystorze obciążenia:
PR=5V×5mA=25mΩ=0,025Ω
UR
R
12 V
I=
= 12µA
1MΩ
I=
(to samo mogliśmy obliczyć ze wzoru
P = I2R)
Napięcie na tranzystorze:
UT=12V–5V=7V
Moc strat w tranzystorze:
PT=7V×5mA=35mW
Dla rysunku 44b:
Moc wydzielana w żarówce:
PZ=8V×0,5A=4W
Napięcie na tranzystorze:
UT=24V–8V=16V
Moc strat w tranzystorze:
PT=16V×0,5A = 8W
Dla rysunku 44c:
Prąd obciążenia (czyli prąd kolektora):
UR
R
10 V
I=
= 50A
200Ω
I=
Moc wydzielana w rezystorze:
P=U×I = I2×R
PR = 10V * 50mA = 500mW = 0,5W
Napięcie na tranzystorze:
UT=15V–10V=5V
Moc strat tranzystora:
PT=5V×50mA=250mW=0,25W
dla rysunku 44d:
Napięcie na rezystorze:
UR=20V–8V=12V
Prąd obciążenia (czyli prąd kolektora):
Moc wydzielana w rezystorze:
PR=12V×12µA=144µW=0,144mW=
0,000144W
Moc strat tranzystora:
PT=8V×12µA=96µW=0,096mW=
0,000096W
Jak widzisz, obliczenia wcale nie są
trudne. Idziemy więc dalej.
Znasz już trzy ograniczenia warunków
pracy tranzystora:
1. Napięcie zasilające nie może być więk−
sze niż katalogowe napięcie UCE0. Naj−
wyższe napięcia na kolektorze wystę−
puje w stanie zatkania tranzystora.
2. Prąd kolektora nie może być większy
niż ICmax. Największy prąd płynie przez
tranzystor w stanie nasycenia.
3. Moc strat tranzystora w żadnych wa−
runkach nie może przekroczyć dopusz−
czalnej mocy strat Ptot.
Te trzy ograniczenia dla przykładowe−
go tranzystora (UCE0=25V, ICmax =100mA,
27
Pierwsze kroki
rys. 45
Ptot=500mW) zaznaczamy na rysunku 45.
Jeśli napięcie i prąd na wykresie zazna−
czymy w skali liniowej, wtedy linia repre−
zentująca moc P=U×I) będzie mieć
kształt hiperboli, jak na rysunku 45.
Jeśli jednak napięcie i prąd zaznaczy−
my w skali logarytmicznej, wtedy krzywa
ta jakby się wyprostuje. Zobaczysz to na
rysunku 46. Nie ma tu żadnego oszustwa
– rysunki 45 oraz 46 pokazują ten sam
przypadek, tyle, że narysowany troszkę
inaczej: raz w skali liniowej, raz w logaryt−
micznej.
rys. 46
W katalogach spotkasz charakterysty−
ki podobne do rysunku 46.
Na rysunku 47 znajdziesz kopię cha−
rakterystyki konkretnych tranzystorów
BD243 i BD244, wziętą z katalogu. Tu do−
datkowo masz informację, że jeśli tran−
zystor pracowałby w sposób impulsowy,
zarówno chwilowy prąd, jak i chwilowa
moc mogą być większe, niż przy prądzie
ciągłym (stałym).
rys. 47
28
Zauważ jednak, że charakterystyka
z rysunku 47 jest jakby dodatkowo obcię−
ta w porównaniu z rysunkiem 46. To
„obcięcie”, czyli dodatkowe ograniczenie
związane jest ze zjawiskiem tak zwanego
drugiego przebicia (second breakdown).
Wystąpienie zjawiska drugiego przebicia
doprowadza do uszkodzenia tranzystora.
Szczegóły na ten temat możesz znaleźć
w książkach. Nie będę ich tłumaczył, bo
nie jest to teraz niezbędne. W każdym ra−
zie mamy tu kolejne ograniczenie.
W każdym razie doszliśmy do punktu
szczytowego naszych dzisiejszych roz−
ważań: projektując układ musisz zmieścić
się w bezpiecznym obszarze pracy tran −
zystora. W katalogach często spotkasz
skrót SOA lub SOAR. To właśnie skrót od
Safe Operating Area (Region), czyli właś−
nie bezpieczny obszar pracy. Rysunek 47
pokazuje bezpieczny obszar pracy dla
tranzystorów BD243 i BD244.
Ściśle biorąc, projektując układ powi−
nieneś znaleźć w katalogu rysunek
przedstawiający bezpieczny obszar pra−
cy tranzystora (taki jak na rysunku 47),
przeprowadzić obliczenia, ewentualnie
zaznaczyć na rysunku zakres pracy tran−
zystora i upewnić się, czy mieścisz się
w dozwolonym obszarze. Przykłady, któ−
re rozważaliśmy przed chwilą dotyczą
najprostszego przypadku – obciążenia
tranzystora rezystancją. W wielu ukła−
dach sprawa jest znacznie bardziej
skomplikowana. Takie na przykład tran−
zystory pracujące w stopniu wyjścio−
wym wzmacniacza mocy również mu−
szą pracować w bezpiecznym obszarze
pracy i to w każdych warunkach – także
w przypadku zwarcia wyjścia, dołącze−
nia obciążenia pojemnościowego (długi
kabel) czy indukcyjnego (głośnik). W ra−
mach podstawowego kursu nie będzie−
my zajmować się takimi obliczeniami.
Chcę tylko zasygnalizować problem, a ty
z czasem samodzielnie zdobędziesz
dość wiedzy, by poradzić sobie nawet
z trudniejszymi zadaniami.
Na razie możesz przyjąć prostą zasa−
dę: stosować tranzystory o parametrach
przekraczających wymagane minimum.
W praktyce zazwyczaj dla bezpieczeńs−
twa stosujemy tranzystory o paramet−
rach granicznych 50...100% większych
niż planowane napięcia, prądy i moce
w projektowanym układzie. Wtedy ma−
my margines bezpieczeństwa i nie musi−
my się obawiać uszkodzenia. Stosowanie
tranzystorów „większych i mocniej−
szych”, jest też korzystne z kilku innych
względów, a ewentualna drobna różnica
ceny nie ma żadnego znaczenia. Nie po−
padnij jednak w przesadę i nie stosuj
tranzystorów mocy oraz tranzystorów
wysokonapięciowych tam, gdzie to nie
jest konieczne.
Wydawałoby się, że sprawa jest bez−
nadziejnie prosta i bez trudu tak dobie−
rzesz warunki pracy (napięcie zasilania
i rezystancję obciążenia) i zmieścisz się
w dozwolonym obszarze pracy tranzysto−
ra. Rzeczywiście z napięciem zasilania
i prądem maksymalnym sprawa jest
prosta, ale z mocą strat nie pójdzie tak
łatwo. W grę wchodzą tu bowiem dwa
ważne zagadnienia, które musisz dobrze
zrozumieć:
– zależność mocy strat od napięcia zasila−
nia i rezystancji obciążenia,
– kwestię odprowadzania ciepła ze struk−
tury.
Dziś zajmiemy się tylko pierwszym za−
gadnieniem.
Okazuje się jednak, że często nie trze−
ba liczyć mocy strat w wyżej podany spo−
sób. W praktyce zwykle interesuje nas
najgorszy przypadek. Jeśli obliczymy
moc strat dla najgorszego przypadku, to
nie ma potrzeby przeprowadzać dalszych
obliczeń.
Rysunek 48 pomoże zrozumieć, co
mam na myśli, mówiąc o najgorszym
przypadku. Przedstawiłem na nim kon−
kretną sytuację: jakiś tranzystor współ−
pracuje z rezystancją obciążenia RL przy
napięciu zasilania Uzas (w tym przypad−
ku RL=250W, Uzas=20V). Rysunek 48b do−
tyczy w zasadzie układu pokazanego na
rysunku 48a, ale bardzo podobnie przed−
stawia się sytuacja w układzie z rysunku
48c. Idąc o krok dalej możemy rozsze−
rzyć zagadnienie: ponieważ układ scalo−
ny też zbudowany jest z tranzystorów,
podobne obliczenia dotyczą również
układów scalonych, w tym zwłaszcza
stabilizatorów. Przykład masz na rysunku
48d. We wszystkich przypadkach (rysun−
ki 48a, 48c, 48d) na tranzystorze wystę−
puje jakieś napięcie UT, a na obciążeniu –
napięcie UL.
Czy dobrze rozumiesz sens tego ry−
sunku?
Rysunek 48b mógłbyś z powodze−
niem narysować sam. Wróć do rysun−
ku 44d. Gdy prąd bazy nie płynie, nie pły−
nie też prąd kolektora i napięcie na kolek−
torze jest równe napięciu zasilającemu.
Gdy pojawi się prąd bazy i będzie się
zwiększał, odpowiednio zwiększać się
będzie prąd kolektora, a napięcie na ko−
lektorze będzie się zmniejszać. Znając
napięcie zasilające oraz rezystancję ob−
ciążenia RL możesz przeprowadzić obli−
czenia dla kilku czy kilkudziesięciu napięć
UT. Możesz obliczyć nie tylko prąd kolek−
tora, ale też moc wydzielaną w obciąże−
niu oraz w tranzystorze dla różnych na−
pięć kolektora (czyli różnych prądów ba−
zy). Gdybyś zaznaczył na wykresie punk−
ty, dla których przeprowadzałeś oblicze−
nia oraz połączył je ze sobą otrzymasz
właśnie charakterystyki z rysunku 48b.
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 6/98
Pierwsze kroki
rys. 48
a)
b)
c)
d)
Na tym rysunku niebieską linią naryso−
wałem zależność prądu kolektora od na−
pięcia UCE (czyli napięcia na tranzystorze),
przy czym prąd kolektora zaznaczyłem na
lewej skali. Jest to prosta reprezentująca
obciążenie RL. Czerwoną linią zaznaczy−
łem moc strat jaka będzie się wydzielać
w tranzystorze. Linia fioletowa pokazuje
jaka moc wydzieli się w rezystancji obcią−
żenia (uwaga! moc zaznaczona odnosi
się do skali zaznaczonej po prawej stro−
nie rysunku).
Zauważ: przy braku prądu bazy i prądu
kolektora, moc strat tranzystora jest rów−
na zeru, bo P=Uzas×0. Na rysunku 48b
pokazuje to punkt A. To oczywiste, w sta−
nie zatkania nie płynie żaden prąd i nie
ma żadnych strat mocy ani w tranzysto−
rze, ani w obciążeniu.
Teraz zwróć uwagę, co dzieje się
w stanie nasycenia – pokazuje to punkt
B. Prąd jest wprawdzie duży, ale napięcie
na tranzystorze jest bardzo małe (napię−
cie nasycenia UCEsat rzędu dziesiątek czy
setek miliwoltów). Tym samym w stanie
nasycenia moc strat cieplnych wydzielo−
nych na tranzystorze jest niewielka, moż−
na powiedzieć bliska zeru, bo P=UCEsat×I.
Jesteś zaskoczony?
Okazało się, że w stanie nasycenia,
gdy płynie największy prąd, moc strat
tranzystora jest bliska zeru! Tak jest!
Duża moc (P = Uzas×I) wydziela się
wtedy tylko w rezystancji obciążenia,
a nie w tranzystorze. Krótko mówiąc,
jeśli tranzystor pracuje jako przełącz−
nik, zarówno podczas zatkania, jak i na−
sycenia wydziela się w nim niewielka
moc strat. Już teraz powinieneś wie−
dzieć, że przy pracy impulsowej naj−
więcej strat wydziela się w krótkich
chwilach przełączania. Do tego zagad−
nienia być może jeszcze wrócimy. Na
razie zajmujemy się tranzystorem pod−
czas pracy liniowej.
Jak widzisz z rysunku 48b, największa
moc wydziela się w tranzystorze, gdy na−
pięcie kolektora jest równe połowie na−
pięcia zasilającego. I właśnie to jest ten
najgorszy przypadek, o którym wspo−
mniałem. Najgorszy, bo moc strat w tran−
zystorze jest wtedy największa. Na ry−
sunku 48b pokazuje go punkt C.
Jak łatwo zauważyć, moc strat w tran−
zystorze jest wtedy równa mocy strat
w obciążeniu. Jeśli tak, to maksymalną
moc strat, jaka wydzieli się w tranzysto−
rze, można obliczyć w beznadziejnie
prosty sposób: ponieważ w najgorszych
warunkach moc strat tranzystora jest
równa mocy strat w rezystancji obciąże−
nia RL, a napięcie zasilania dzieli się na
dwie równe części, obliczamy
P(strat tranzystora)=P(obciążenia)=(Uzas/2)×I
Ponieważ I=(Uzas/2)/RL
ostatecznie:
2
U zas
2
P(strattranzystora ) =
RL
RL =
( U zas ) 2
4 Ptot
Pozwoli też obliczyć maksymalne na−
pięcie zasilania dla danej oporności obcią−
żenia i katalogowej mocy strat
Uzas = 4R L Ptot
Jak się przekonałeś, nie trzeba być or−
łem w matematyce. Powyższe wzory też
powinieneś zapamiętać, albo zapisać sobie
na widocznym miejscu. Są to wzory doty−
czące największej mocy strat, jaka wydzie−
li się w tranzystorze przy napięciu zasilają−
cym Uzas i rezystancji obciążenia RL.
A może jeszcze zapytasz, jak te obli−
czenia mają się do krzywej reprezentują−
cej maksymalną moc strat tranzystora,
pokazanej na rysunku 45 oraz 46?
To ciekawe pytanie!
Sprawdźmy razem, czy nasz przykła−
dowy tranzystor o charakterystykach z ry−
sunków 45 oraz 46 może pracować
w układzie z rysunku 48a przy napięciu
25V o rezystancji obciążenia 250Ω, gdzie
napięcie na tranzystorze może się płynnie
zmieniać od zera do pełnego napięcia za−
silania?
Obliczamy moc strat dla najgorszego
przypadku:
PT =
(25V)2
625
=
= 0,625W
4 × 250Ω 1000
Ponieważ podczas pracy może wystą−
pić ten najgorszy przypadek, nasz przykła−
dowy tranzystor w podanych warunkach
będzie przeciążony. Ale czy mógłby praco−
wać w jakimś układzie przełączającym,
gdzie występują tylko dwa stany: zatkania
i nasycenia? Ponieważ w obu tych sta−
nach moc wydzielana w tranzystorze jest
równa lub bliska zeru, jest to możliwe.
Nie musimy obliczać mocy dla najgorsze−
go przypadku, bo ten przypadek w ukła−
dzie przełączającym nigdy nie występuje.
Wracając do rysunku 45 można powie−
dzieć, że aby nie przekroczyć dopuszczal−
nej mocy strat, musimy zmieścić się z na−
szą prostą obciążenia w bezpiecznym ob−
szarze pracy tranzystora. Kilka przykła−
dów znajdziesz na rysunku 49. Masz tu
rys. 49
czyli:
P( strattranzystora )
U zas
2
=
4R L
2
Tak obliczona moc oczywiście nie mo−
że być większa, niż odczytana z katalogu
moc strat tranzystora Ptot.
Powyższy wzór po przekształceniu po−
zwoli obliczyć minimalną rezystancję ob−
ciążenia przy danym napięciu zasilającym
i katalogowej mocy strat:
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 6/98
29
Pierwsze kroki
proste obciążenia dla różnych napięć zasi−
lania i różnych rezystancji obciążenia.
Na rysunku 49 proste obciążenia poka−
załem na tle „liniowego” rysunku 45. Spró−
buj samodzielnie zaznaczyć podobne linie
na rysunkach 46 oraz 47. Czy będą to pros−
te? Sprawdź zaznaczając kilka punktów.
W rzeczywistym układzie tranzystor
będzie pracował przy napięciu zasilają−
cym Uzas znacznie mniejszym, niż dopusz−
czalne napięcie UCE0, a zastosowana re−
zystancja obciążenia w kolektorze ograni−
czy maksymalny prąd do wartości znacz−
nie mniejszej niż ICmax. Jak już mówiłem,
zapas rzędu 50...100% jest tu jak najbar−
dziej na miejscu.
A teraz ćwiczenia. Wszystkie dotyczą
pracy liniowej.
Ćwiczenie 1.
Tranzystor ma następujące parametry:
UCE0=25V, ICmax=300mA, Ptot=100mW. Do−
rysuj na rysunku 50 krzywą reprezentują−
cą moc maksymalną 100mW.
Oblicz, jaka maksymalna moc wydzieli
się (w najgorszym przypadku) w tym tran−
zystorze w następujących warunkach:
1. Uzas = 10V, RL = 1kΩ
2. Uzas = 25V, RL = 390Ω
3. Uzas = 9V, RL = 51Ω
4. Uzas = 25V, RL = 100Ω
Zaznacz na rysunku 50 proste obciąże−
nia dla tych czterech przypadków. Czy
tranzystor może pracować w takich wa−
runkach?
Jeśli wydaje ci się, że już wiesz wszys−
tko na temat mocy strat tranzystora, to
muszę cię zmartwić. Gdyby nasze rozwa−
żania dotyczyły tylko tranzystorów małej
mocy, podane wiadomości od biedy by
wystarczyły. Ale w przypadku tranzysto−
rów większej mocy wchodzą w grę do−
datkowe czynniki. Podana w katalogu do−
puszczalna moc strat Ptot jest ściśle
związana z temperaturą struktury pół−
przewodnikowej i skutecznością odpro−
wadzania stamtąd ciepła. Tym ważnym
tematem zajmiemy się za miesiąc.
rys. 51
rys. 52
Powtórka
UCE0=45V, ICmax=500mA, Ptot=300mW. Ob−
licz, w jakim zakresie napięć zasilających
nie będzie on przeciążony.
Ćwiczenie 4
Tranzystor T1 w układzie stabilizatora
z rysunku 53 ma następujące parametry:
UCE0=50V, ICmax=100mA, Ptot=300mW
rys. 53
Każdy stosowany przez ciebie tranzys−
tor musi pracować w tak zwanym bez−
piecznym obszarze pracy.
Obszar ten jest ograniczony przez:
– maksymalne napięcie kolektora UCE0
– maksymalny prąd kolektora ICmax
– dopuszczalną moc strat Ptot
– zjawisko tak zwanego drugiego prze−
bicia.
Obszar bezpiecznej pracy zazwyczaj
podany jest w katalogu w postaci ry−
sunku.
W praktyce należy unikać pracy tran−
zystora przy napięciu, prądzie i mocy
zbliżonych do maksymalnych. Zastoso−
wanie tranzystora „większego i silniej−
szego” o 50...100% niż wymagane mi−
nimum jest korzystniejsze i pozwala
uniknąć długich obliczeń.
Piotr Górecki
rys. 50
Oblicz, jaki prąd maksymalny może
płynąć przez ten tranzystor przy napięciu
wyjściowym stabilizatora równym 5V.
Przeprowadź obliczenia dla dwóch napięć
zasilających:
a) Uzas = 25V
b) Uzas = 7V
Konkurs
Wśród osób, które przez najbliższy
miesiąc (do czasu ukazania się następ−
nego numeru EdW) nadeślą prawidło−
we rozwiązania ćwiczeń 2 – 5, zostaną
rozlosowane nagrody – niespodzianki.
Ćwiczenie 5
Mając tranzystor o parametrach: UCE0=45V,
ICmax=500mA, Ptot=300mW sprawdź, czy
może on pracować w układzie płynnej re−
gulacji jasności świecenia zespołu żół−
tych diod LED w układzie z rysunku 54.
Wykonaj proponowane ćwiczenia.
Odpowiedzi znajdziesz w następnym
odcinku.
Ćwiczenie 2
Mając tranzystor o parametrach jak w po−
przednim ćwiczeniu oblicz, jaka może być
minimalna rezystancja obciążenia w ukła−
dzie z rysunku 51.
A jaka moc wydzieli się w tej rezystan−
cji przy pełnym otwarciu (nasyceniu) tran−
zystora?
rys. 54
Ćwiczenie 3
W układzie z rysunku 52 chcemy za−
stosować tranzystor o parametrach:
30
ELEKTRONIKA DLA WSZYSTKICH 6/98
Zamienniki
TRANZYSTORY
dla
POCZĄTKUJĄCYCH
Część 20
Zgodnie z zapowiedzią, artykuły o wzmacniaczach operacyj−
nych będą się ukazywać na przemian z artykułami o tranzysto−
rach. Oto artykuł o bardzo istotnym problemie zamienników. Do−
tyczy głównie tranzystorów, ale również diod, tyrystorów i triaków.
Po przeanalizowaniu wcześniejszych od−
cinków o tranzystorach, jesteś uzbrojony
w znaczną wiedzę na temat modeli, parame−
trów tranzystora i zapewne się zastanawiasz,
czym tak naprawdę różnią się poszczególne
typy tranzystorów?
Niniejszy artykuł ma rozproszyć niepo−
trzebne obawy i rozjaśnić mroczny problem
zamienników. Osobiście znam elektroników,
którzy, gdy napotkają na schemacie konkret−
ny tranzystor, powiedzmy BC528, to stają na
głowie, żeby takowy zdobyć. Nie przyjdzie
im do tejże głowy, że można go zastąpić ja−
kimkolwiek dowolnym tranzystorem małej
mocy, choćby BC548, BC108, 2N2222,
a w niektórych przypadkach dosłownie ja−
kimkolwiek innym NPN. To samo dotyczy
diod. Pamiętam, jak kiedyś przed laty dział
zaopatrzenia pewnej firmy wyczyniał cuda,
by szybko zdobyć zagraniczne diody 1N914,
gdy tymczasem w danym układzie diody ta−
kie można było zastąpić dosłownie jakimi−
kolwiek krajowymi diodami krzemowymi.
Ty nie popełniaj takich błędów! Zdecydo−
wana większość początkujących elektroni−
ków ma głęboko zakorzenione przeświadcze−
nie, iż uszkodzony tranzystor (dioda) może
być zastąpiony jedynie tranzystorem (diodą)
dokładnie tego samego typu, ewentualnie
ścisłym zamiennikiem podanym w katalogu.
Przeświadczenie takie jest powszechne,
a przy tym bardzo często błędne. W większo−
ści przypadków naprawdę nie trzeba szu−
kać ŚCISŁEGO odpowiednika.
Tranzystory
Nie znaczy to jednak, że zawsze można
zastosować jakikolwiek dowolny tranzystor
w miejsce innego. Musisz zrozumieć podsta−
Elektronika dla Wszystkich
Nie zawsze elektronik ma pod ręką typ tranzystora czy diody
podany na schemacie. Czym go zastąpić? Czy musi to być ścisły
odpowiednik? Czy można dać cokolwiek wprost z półki? Jakie
parametry są najważniejsze? Które parametry są mniej ważne?
wowe zależności. Podejdźmy do tego z naj−
prostszej strony.
Z pewnością niektóre tranzystory mają
większe wymiary półprzewodnikowej struk−
tury, i to zapewne są tranzystory mocy. Inne
mogą mieć jakąś specyficzną budowę we−
wnętrzną, na przykład wymyślny kształt ob−
szaru bazy – to będą na przykład tranzystory
wysokiej i bardzo wysokiej częstotliwości.
Tak, Mój Drogi, tu otwiera się kolejny bar−
dzo obszerny rozdział dotyczący technologii
i fizycznej budowy tranzystora. Podręczniki
poświęcają temu zagadnieniu ogromnie dużo
miejsca. Przypuszczam, że takie obszerne
opisy są po części odpowiedzialne za lęk
przed zamiennikami. Jeśli różne firmy stosu−
ją różnorodne modyfikacje procesu technolo−
gicznego, to chyba otrzymane tak tranzysto−
ry istotnie się różnią? STOP! Nie tędy droga!
Powiem Ci szczerze, że mnie zawsze mie−
rziły te dziesiątki stron, zawierające opisy
budowy tranzystorów, przekroje złącz,
warstw metalizacji, oraz tasiemcowe opisy
procesów technologicznych (przykład na ry−
sunku 1). Elektronikowi, nawet konstrukto−
rowi, potrzebne jest co najwyżej 10% poda−
wanej tam wiedzy, może nawet mniej. Cała
reszta może zainteresować tylko tych, którzy
zajmują się projektowaniem tranzystorów
i układów scalonych, a to jest wąska grupka
wysoko kwalifikowanych specjalistów. Ty
przecież nie masz dostępu do informacji na
temat wewnętrznej budowy konkretnego
tranzystora, a nawet gdybyś rozwalił obudo−
wę i “dokopał” się do krzemowej struktury,
to i tak nic Ci to nie da. Dlatego nie przejmuj
się technologią.
Dla nas, praktykujących elektroników, jest
istotne, że budowa wewnętrzna tranzystora
znajdzie odbicie w jego modelu i parametrach.
Już intuicyjnie można się domyślić, że tranzy−
story o dużych rozmiarach struktury general−
nie będą mieć większe prądy i moce, ale też
większe pojemności, a tym samym mniejsze
częstotliwości maksymalne. Z kolei tranzysto−
ry w.cz. z założenia muszą mieć małe pojem−
ności. Jeśli nie da się po prostu zmniejszać
wymiarów (np. w tranzystorach mocy w.cz.),
to trzeba zastosować jakieś wymyślne sposo−
by, by zredukować wpływ szkodliwych czyn−
ników. Zdziwisz się, jeśli kiedyś będziesz miał
okazję poznać takie sposoby. W tej chwili nie
będziemy się wgłębiać w szczegóły − najważ−
niejsze jest to, że potem ma to odbicie w po−
szczególnych parametrach tranzystora.
No tak, ale istnieją setki typów najzwyczaj−
niejszych bipolarnych tranzystorów małej czę−
stotliwości, małej mocy. Okazuje się, że ich pa−
rametry są zbliżone. Częstokroć różnice są mi−
nimalne, czasem żadne − różna jest tylko na−
zwa. Dlaczego wiec istnieją tysiące typów bar−
dzo podobnych tranzystorów? Dlaczego ktoś
nie zrobi porządku w tym całym bałaganie i nie
zadecyduje, że odtąd ma być produkowanych,
powiedzmy dziesięć, niech nawet pięćdziesiąt,
typów tranzystorów?
Rys. 1 Budowa wewnętrzna tranzystora
37
Pierwsze kroki
Pomysł doskonały, jednak na przeszkodzie
stoją prozaiczne realia. Ktoś kiedyś opatento−
wał sposób produkcji poszczególnych tranzy−
storów. Jeśli ktoś inny chciałby produkować
tranzystor o tym oznaczeniu, musi wykupić li−
cencję i zapłacić. Między innymi dlatego wie−
le firm, zamiast korzystać z doświadczeń in−
nych, woli produkować własne typy, minimal−
nie różniące się parametrami od dostępnych na
rynku. Jest też inne istotne uzasadnienie − now−
sze opracowania są lepsze od starszych. Z ko−
lei starsze typy są od lat znane i popularne...
Nie ma więc szans na to, by zdecydowa−
nie ograniczyć liczbę dostępnych typów tran−
zystorów. Na rynku były i będą nadal liczne
typy tranzystorów o zbliżonych parametrach,
różniące się przede wszystkim oznaczeniem.
Na marginesie należałoby wspomnieć, że
globalna produkcja niektórych typów, na
przykład BC548 czy 2N2222 jest ogromna,
natomiast innych − znikoma. W katalogu tego
nie widać − wszystkie typy zajmują w zbior−
czym katalogu po jednej linijce tekstu − zo−
bacz rysunek 2. Poza tym, wiele typów opi−
sanych w katalogu już dawno wycofano
z produkcji. Nie ma żadnych szans na ich
zdobycie, a dane są tylko dla porównania, że−
by dobrać odpowiednik.
Rys. 2 Fragment katalogu
I tu pomału dochodzimy do sedna sprawy.
Niektórzy nieświadomi elektronicy błędnie
uważają, że w tranzystorze duże znaczenie
mają: obudowa, zastosowana technologia
produkcji i wynikająca stąd budowa wewnę−
trzna oraz oznaczenie. Niewiele to ma wspól−
nego z prawdą. Jak się słusznie domyślasz,
tranzystory mogą mieć zupełnie inną budo−
wę, ale jeśli PARAMETRY NAJWAżNIEJSZE DLA
DANEGO ZASTOSOWANIA Są ZBLIżONE, TO
MOżNA JE BEZ OBAW STOSOWAĆ WYMIENNIE.
Nie ma tu nic z magii – wszystko znajduje
odbicie w parametrach, podawanych w kata−
logach, i tak naprawdę tylko one mają zna−
czenie. Nie gra większej roli ani obudowa,
ani oznaczenie, ani to, kto jest producentem.
Nie znaczy to jednak, że zawsze można
zastosować pierwszy lepszy tranzystor. Trze−
ba trochę pomyśleć.
Można tu rozróżnić następujące przypadki:
1. Zupełnie nie wiadomo, co to za tranzy−
stor; nie można rozszyfrować oznaczenia lub
takiego oznaczenia nie ma (na przykład tran−
zystor eksplodował).
2. W katalogu daje się zidentyfikować
tranzystor, ale nigdzie nie można go kupić.
3. Daje się zidentyfikować; jest w katalogu
firmy wysyłkowej, ale bardzo drogi; taki zakup
to kłopot oraz strata czasu i pieniędzy − może
uda się go zastąpić czymś, co jest pod ręką.
Rzeczywiście, często problem polega na
tym, że oryginalny tranzystor uległ zupełne−
mu uszkodzeniu i nie wiadomo nawet, czy
był to zwykły tranzystor bipolarny, darling−
ton, czy MOSFET, i jaką miał polaryzację.
Trzeba spróbować to ustalić rozrysowując
układ „z natury” − zobacz rysunek 3. Konfi−
guracja współpracujących elementów, zwła−
szcza w obwodzie bazy (bramki) pozwoli
znaleźć odpowiedź. Oczywiście wymaga to
pewnej wiedzy ogólnej; trudno podać szcze−
gółowe recepty. Generalnie w układach
z tranzystorami bipolarnymi w obwodzie ba−
zy występują rezystory lub inne elementy
ograniczające prąd. W przypadku MOSFET−
ów takich rezystorów nie ma, a obwód steru−
jący ma niewielką rezystancję wewnętrzną.
Rys. 3 Czasem trzeba rozrysować
układ na podstawie płytki
Pewne utrudnienie stwarzają tranzystory
w układzie Darlingtona. Obwody sterujące
nimi są podobne jak obwody sterujące zwy−
kłymi tranzystorami. Jedynie ich wydajność
prądowa jest mniejsza ze względu na duże
wzmocnienie. Z uwagi na istotne różnice,
zwłaszcza szybkość i wzmocnienie, nie po−
winno się zastępować zwykłych tranzysto−
rów„darlingtonami (i na odwrót).
Zazwyczaj nie można zastąpić tak po pro−
stu tranzystora bipolarnego MOSFET−em −
choć jest to możliwe, a czasem nawet celo−
we. Zwykle trzeba wtedy zmodyfikować ob−
wody sterujące, a to już wymaga pewnej wie−
dzy. Zamiana w drugą stronę − MOSFET−a na
tranzystor bipolarny nie ma sensu.
Nie można też oczywiście zastąpić tran−
zystora NPN tranzystorem PNP i na odwrót,
bez istotnych zmian w układzie. To samo do−
tyczy MOSFET−ów z kanałem N i P.
Często można natomiast zastąpić wysoko−
napięciowego MOSFET−a N tranzystorem
IGBT, ale to inna historia.
Uwaga! Ła−
two może zajść
p o m y ł k a
w identyfikacji,
gdy uszkodzo−
ny element nie
jest tranzysto−
rem, tylko ty−
Rys. 4 Układ wyprowa−
rystorem,
dzeń tyrystorów
38
Elektronika dla Wszystkich
Pierwsze kroki
triakiem lub trzykońcówkowym stabilizato−
rem. Pomyłek takich można w prosty sposób
uniknąć, pamiętając, że tyrystory i triaki mo−
cy mają odmienny, niejako odwrotny układ
wyprowadzeń
− elektroda ste−
rująca − bram−
ka umieszczo−
na jest inaczej
niż baza czy
b r a m k a
w tranzysto−
rach − zobacz Rys. 5 Układ wyprowa−
rysunki 4 i 5.
dzeń triaków
Parametry
Od dawna wiesz, że podstawowe parame−
try tranzystora bipolarnego to maksymalne
napięcie kolektor−emiter, prąd kolektora,
moc strat i wzmocnienie prądowe. Odpowie−
dnik nie powinien być gorszy. W dobrze za−
projektowanym układzie wzmocnienie tran−
zystora nie powinno mieć istotnego wpływu
na funkcjonowanie i parametry. Oczywiście
w ogromnej większości przypadków zastoso−
wanie zamiennika o większym współczynni−
ku wzmocnienia prądowego nie zaszkodzi.
Jedynie w rzadkich przypadkach, gdy uszko−
dzony tranzystor był z grupy selekcjonowa−
nej, wzmocnienie może być istotne.
A może wpadłeś na genialny pomysł, by na
wszelki wypadek w miejsce nieznanego,
uszkodzonego tranzystora dać coś znacznie
lepszego − konkretnie wysokonapięciowy tran−
zystor lub nawet darlingtona dużej mocy.
Czy zawsze można dać większy tranzystor
(mocy) zamiast mniejszego? Na pierwszy rzut
oka jest to logiczne. Ale tylko na pierwszy
rzut oka. Byłby to bardzo ryzykowny sposób
i nie polecam Ci go. Generalnie zamiennik
może mieć moc większą, ale bez przesady.
Tranzystory mocy zazwyczaj mają nieduże
wzmocnienie i mniejszą szybkość. Darlington
ma podwojone napięcie przewodzenia UBE,
jest bardzo powolny i na pewno nie nadaje się
do szybkich układów impulsowych.
Duże obawy budzi u początkujących do−
puszczalny zakres temperatur pracy. W prak−
tyce okazuje się, że nie jest to wcale wielki
problem − tranzystory (i układy scalone)
śmiało mogą pracować w temperaturach niż−
szych niż podaje katalog. W razie potrzeby
tanie tranzystory do sprzętu powszechnego
użytku mogą też pracować w bardziej wyma−
gających zastosowaniach, jak układy samo−
chodowe, alarmy, automatyka przemysłowa,
a tym bardziej zabawki czy zasilacze. Pogor−
szeniu może ulec tylko niezawodność.
Jak uważasz, czy tranzystor bardzo wyso−
kiej częstotliwości można zastosować w ob−
wodzie m.cz.? Może się zdziwisz − zazwy−
czaj TAK, choć nie ma to specjalnego sensu.
A czy tranzystor impulsowy można zastoso−
wać w obwodzie m.cz? Jak najbardziej! Tak−
Elektronika dla Wszystkich
że tak zwane tranzystory m.cz. mogą być sto−
sowane w wielu obwodach w.cz. bo ich czę−
stotliwość graniczna sięga 200...500MHz.
Większe będą jednak szumy. Ostrożnie nato−
miast ze stosowaniem tranzystorów m.cz.
w jakichkolwiek bardzo szybkich układach
impulsowych.
W przypadku MOSFET−ów takich podzia−
łów nie ma. Jeśli zamiennik ma odpowiednie
napięcie pracy, prąd i rezystancję w stanie
otwarcia, można go śmiało zastosować.
Tyle o zamiennikach dla nieznanych ty−
pów tranzystorów. Jeśli natomiast typ tranzy−
stora, który uległ uszkodzeniu jest znany, ale
nie można go kupić, trzeba
− przeanalizować, jakie parametry, mają
kluczowe znaczenie w tym konkretnym za−
stosowaniu,
− zwrócić uwagę na warunki pracy.
Bardzo ważne jest też określenie, które je−
szcze parametry, oprócz napięcia, prądu
i mocy, są istotne w danym zastosowaniu.
Dla tranzystora w.cz. duże znaczenie będą
mieć pojemności wewnętrzne oraz częstotli−
wość graniczna. Zarówno w układach w.cz.
jak i w przedwzmacniaczach audio istotny
jest poziom szumów tranzystora. W wielu
układach najważniejsza będzie moc strat
i związana z tym rezystancja termiczna.
Przykładowo w sieciowych zasilaczach
impulsowych czy przetwornicach kluczowe
parametry to napięcie UCE0 i maksymalny
prąd Ic, a jeszcze bardziej czasy przełączania.
Tu rzeczywiście trzeba być ostrożnym, by
nie wstawić tranzystora słabszego, który albo
szybko ulegnie uszkodzeniu, albo nie zapew−
ni odpowiednich parametrów. Wprawdzie
można śmiało zastosować inny typ o tym sa−
mym lub większym napięciu i prądzie, jed−
nak zdarza się, że po wymianie nowy tranzy−
stor wprawdzie pracuje, ale albo się nadmier−
nie grzeje, albo coś innego jest nie w porząd−
ku. Właśnie w przypadku wysokonapięcio−
wych tranzystorów impulsowych czasem da−
ją o sobie znać specyficzne właściwości,
o których nie wspomina uproszczony katalog
− choćby właśnie szybkość przełączania.
Wtedy nie pozostaje nic innego, jak próbo−
wać
znaleźć
bliższy odpowie−
dnik, bądź dać
nowszy, lepszy
element.
Zawsze warto
zapytać sprze−
dawcę − wielu z nich orientuje się, do czego
nadają się poszczególne tranzystory, a do
czego nie. Można też zapytać, jakie podobne
typy są najczęściej kupowane − już to może
być użyteczną wskazówką.
Generalnie trzeba być ostrożnym w przy−
padkach, gdy tranzystor jest, powiedzmy “wy−
żyłowany”, czyli pracuje w trudnych warun−
kach, w pobliżu swych parametrów granicz−
nych, na przykład przy wysokich napięciach,
przy wysokiej częstotliwości, dużej mocy lub
w jakichś szybkich układach impulsowych.
Ale gdy tranzystor pracuje w warunkach
umiarkowanych, wtedy naprawdę rzadko
trzeba szukać ścisłego odpowiednika. Można
zastosować w miarę podobny, a łatwiej do−
stępny. Dotyczy to na przykład sprzętu dale−
kowschodniego, zawierającego tranzystory,
nieosiągalne u nas w detalu. Przykładowo nie
trzeba szukać ścisłego zamiennika japońskie−
go, tajwańskiego czy koreańskiego tranzy−
stora małej mocy w torze audio popularnego
radiomagnetofonu kupionego na bazarze.
Trzeba jedynie stwierdzić, czy to rzeczywi−
ście tranzystor bipolarny oraz zidentyfiko−
wać polaryzację (PNP, NPN) i układ wypro−
wadzeń. W przypadku tranzystora NPN spo−
kojnie można wstawić jakikolwiek BC548, a
w przypadku PNP − BC558. Na wszelki wy−
padek lepiej byłoby dać tranzystor nisko−
szumny,
odpowiednio
na
przykład
BC549C i BC559B. Zastosowanie takich ni−
skoszumnych tranzystorów (z końcówką
oznaczenia 9) na pewno nie zaszkodzi,
a w przypadku grupy B wzmocnienie będzie
na pewno wystarczająco duże. Oczywiście
można zastosować inne
popularne tranzystory,
NPN:
BC107...109,
2N2222, BC547,
BC237...9, itd. oraz PNP:
BC157..159,
BC307...309
BC557...559, itd.
Można jeszcze dodać,
że wschodnie tranzysto−
ry serii 2SC, 2SA,
2SK... są oznaczane Rys. 6 Tranzystor
w sposób uproszczony,
2SC2562
to znaczy pomija się
znaki 2S. Oznaczenie C2562 informuje, że jest
to tranzystor 2SC2562 − zobacz rysunek 6.
Mając oznaczenie trzeba poszukać w kata−
logu − wystarczy zbiorczy katalog zawierający
skrócone dane kilkudziesięciu tysięcy (tak!) ty−
pów tranzystorów − rysunek 7. Katalogi takie
dostępne są w Księgarni Wysyłkowej AVT.
Rys. 7 Dane katalogowe tranzystora
2SC2562
Generalnie, jeśli w grę wchodzi stary
tranzystor, opracowany ponad dwadzieścia
lat temu, to należy się spodziewać, że
podobny, znacznie nowszy typ będzie lep−
szy pod wieloma względami, w tym bar−
dziej niezawodny.
39
Pierwsze kroki
Z identyfikacją bywają jednak duże kłopo−
ty. Trzeba wiedzieć, że w wielu przypadkach
duży wytwórca wyrobów finalnych (OEM)
zamawia u producenta półprzewodników
ogromną partię tranzystorów (lub innych ele−
mentów) do konkretnego urządzenia. Choć
struktury półprzewodnika są identyczne jak
w typowych elementach przeznaczonych na
rynek, jednak oznaczenie może być inne, nie−
zgodne z przyjętymi międzynarodowymi sy−
stemami oznaczeń.
To właśnie dlatego próba znalezienia
w katalogu elementu o numerze odczytanym
z uszkodzonego elementu często kończy się
fiaskiem. Literki czy cyferki nie niosą w tym
wypadku żadnej treści, a nawet mogą wpro−
wadzać w błąd − jest to jakiś, można powie−
dzieć, „prywatny typ” tranzystora. Odpowie−
dnika trzeba szukać rozrysowując układ
i analizując warunki pracy.
Diody
Z diodami sprawa jest jeszcze prostsza.
Podstawowe parametry diody to:
− maksymalne napięcie wsteczne,
− maksymalny prąd przewodzenia.
Dodatkowo, w wielu zastosowania ważna
jest szybkość. W uproszczeniu można powie−
dzieć, że każda dioda oprócz „diody właściwej”
ma pasożytniczą pojemność − zobacz rysunek
8. Gdy dioda
przewodzi,
ta
szkodliwa pojem−
ność jest prak−
tycznie rozłado−
wana (bo napięcie
przewodzenia nie Rys. 8 Szkodliwa
przekracza 1V).
pojemność
Gdy jednak na−
w diodzie
pięcie zmienia
biegunowość i dioda jest polaryzowana wstecz−
nie, wspomniana pojemność musi się nałado−
wać. Przez jakiś czas przez diodę płynie duży
prąd wsteczny − nie przez „diodę właściwą”, tyl−
ko przez tę pojemność. Ilustruje to rysunek 9.
Przy ma−
łych często−
tliwościach
(np. 50Hz)
nie ma to
większego
znaczenia,
bo ładunek
zgromadzo−
ny w pojem−
ności
jest
niewielki.
Jednak przy
częstotliwo−
ściach rzędu
dziesiątek
kiloherców
może
się Rys. 9 Wpływ pojemności
okazać, że
pasożytniczej na
dioda
nie
pracę prostownika
40
spełnia swoich funkcji, bo prąd wsteczny
związany z tą pojemnością jest zbliżony do
prądu przewodzenia. Aby dioda mogła pra−
cować przy dużych częstotliwościach, wspo−
mniana pojemność musi być odpowiednio
mała.
Właśnie dlatego diody podzieli się na trzy
zasadnicze grupy:
o „zwykłe” diody prostownicze (duża
szkodliwa pojemność, szeroki zakres prądów
i napięć), w katalogach określane jako stan−
dard diodes, general purpose diodes.
o szybkie diody impulsowe (mała pojem−
ność, wysokie napięcie pracy), określane
(ultra) fast recovery.
o diody Schottky’ego (bardzo mała po−
jemność, niskie napięcie pracy).
W typowych diodach napięcie przewodzenia
wynosi około 0,7...1V, w diodach Schottky’ego
około 0,3...0,5V. Oznacza to mniejsze straty
mocy przy prostowaniu. Nie bez powodu diody
Schottky’ego (czytaj: szotkiego) są czasem na−
zywane „diodami szybkiego” − wspomniana po−
jemność jest bardzo mała. Ale uwaga − diody
Schottky’ego nie mogą pracować przy wyso−
kich napięciach. Maksymalne napięcia wstecz−
ne tych pożytecznych diod leżą w zakresie
15...90V. Przy wyższych napięciach koniecznie
trzeba stosować szybkie diody impulsowe.
W katalogach diod zamiast wartości tej szkodli−
wej pojemności podaje się częściej czas ustalania
charakterystyki wstecznej (trr), zazwyczaj w nano−
sekundach. Dla szybkich diod wynosi on, zależnie
od prądu (wielkości struktury), od kilkunastu do
kilkuset nanosekund. Jeśli w ofercie handlowej
obok napięcia i prądu podano też czas, chodzi
o szybką diodę impulsową (fast recovery). Jeśli po−
dano tylko napięcie i prąd − najprawdopodobniej
jest to „zwykła”, powolna dioda prostownicza.
Z podanych informacji wynikają proste
wnioski:
W obwodach prostowników pracują−
cych PRZY CZĘSTOTLIWOŚCIACH SIECI
(50Hz) można stosować zamiennie DOWOL−
NE INNE DIODY (impulsowe i Schottky’ego),
byle miały napięcie pracy i prąd nie mniej−
sze niż oryginały.
W szczególności zamiast zwykłych diod
prostowniczych zawsze można stosować dio−
dy Schottky’ego o odpowiednim prądzie
i napięciu − spadek napięcia i straty mocy bę−
dą około dwukrotnie mniejsze, niż w przy−
padku zwykłych diod prostowniczych.
Rzadko natomiast ma sens zamiana
w drugą stronę − diody Schottky’ego na
„zwykłą”. W grę wchodzą tu dwa czynniki.
Jeden to napięcie przewodzenia i związane
z tym straty mocy. Drugi to szybkość.
Szukając zamiennika dla szybkiej diody
impulsowej na przykład z zasilacza impulso−
wego czy obwodu odchylania poziomego te−
lewizora), oprócz napięcia i prądu trzeba ko−
niecznie uwzględnić szybkość. Zamiennik
nie może być wolniejszy, dlatego nie zawsze
można i warto stosować „na wszelki wypa−
dek” diod, o znacznie większym prądzie. Ge−
neralnie, czym większy prąd maksymalny,
tym większa pojemność.
Tyle o diodach.
Tyrystory i triaki
Ogromna większość tyrystorów i triaków
pracuje w obwodach sieci 50Hz. W takich za−
stosowaniach można wykorzystać jakiekol−
wiek zamienniki, byleby dopuszczalne prąd
i napięcie nie były mniejsze niż w oryginale.
Jedynie w przypadku tyrystorów pracują−
cych w szybkich układach impulsowych trzeba
szukać równie szybkich zamienników. Nie ma
natomiast szybkich triaków − wszystkie prze−
znaczone są do pracy przy częstotliwości sieci.
Wnioski
Z podanych informacji mogłoby wynikać,
że znalezienie zamiennika nigdy nie będzie
problemem. W zasadzie jest to prawda, ale
należałoby dodać − prawie nigdy.
Jest mianowicie pewna dziedzina, w której
problem zamienników występuje z większym
natężeniem. Układ nie tylko nie chce działać
z jakimkolwiek zamiennikiem, ale nawet
z niektórymi egzemplarzami podanego typu!
Nietrudno się domyślić, że chodzi o układy
wysokiej częstotliwości. Wielu radioamato−
rów na własnej skórze doświadczyło podob−
nych niepowodzeń. Typowym przykładem
jest dość popularny generator o schemacie
pokazanym na rysunku 10. Nie wtajemnicze−
ni uważają nawet, że nigdy nie będzie on
działał, bo przecież rezonator kwarcowy sam
z siebie nie jest źródłem drgań, a wygląda na
to, że tranzystor jest tu tylko wzmacniaczem
sygnałów (samoistnie) powstających na
kwarcu. Układ jednak może działać, a to ze
względu na obecność wewnętrznych pojem−
ności dren−bramka i bramka−źródło (kolektor−
baza i baza−emiter). Układ może działać i bę−
dzie działać,
ale
tylko
z tranzysto−
rami o odpo−
wiednich
parame−
trach. Wy−
miana tran−
zystora na
inny, nawet
p o d o b n y,
uniemożliwi
pracę. Taka
s y t u a c j a Rys. 10 Generator
zdarza się tranzystorowy
jednak rzad−
ko.
W większości przypadków odpowiednik
można dobrać w prosty sposób, wykorzystu−
jąc podane wcześniej wskazówki. Podsumo−
waniem tego odcinka niech będzie hasło:
NIE BÓJMY SIĘ ZAMIENNIKÓW!
Piotr Górecki
Elektronika dla Wszystkich